Index of /rozprawy2/10755

Pełen tekst

(1)Akademia Górniczo-Hutnicza im. Stanisława Staszica w Krakowie Wydział Informatyki, Elektroniki i Telekomunikacji. Rozprawa doktorska Marek Sikora. Optymalizacja algorytmów wyboru trybu pracy stacji w sieciach standardu IEEE 802.11 łączności nomadycznej i ruchomej Optimization of data rate selection algorithms in IEEE 802.11 networks for nomadic and mobile services. Promotor: dr hab. inŜ. Wiesław Ludwin.

(2) Akademia Górniczo-Hutnicza Hutnicza im. Stanisława Staszica w Krakowie Wydział Informatyki, Elektroniki i Telekomunikacji Katedra Telekomunikacji Al. Mickiewicza 30, 30-059 059 Kraków, Polska Tel. +48 12 6345582 Fax +48 12 6342372 www.agh.edu.pl www.iet.agh.edu.pl www.kt.agh.edu.pl. Copyright © Marek Sikora, 2013 Wszystkie prawa zastrzeżone.

(3) Podziękowania. Szczególne podziękowania chciałbym złożyć rodzicom oraz promotorowi niniejszej rozprawy..

(4)

(5) Streszczenie. Standardy z grupy IEEE 802.11 a/b/g dopuszczają możliwość pracy stacji abonenckich w wielu różnych trybach, w których transmisja danych odbywa się ze zmienną przepływnością i odpornością na błędy. Wraz z upowszechnieniem się urządzeń typu PDA (Personal Digital Assistant), wyposażonych w interfejsy sieciowe zgodne ze standardem IEEE 802.11 a/b/g, jak również pojawieniem się łączności między pojazdami w ruchu, tzw. łączności „car to car” (IEEE 802.11p), zaczęły rozwijać się nowe zastosowania sieci WLAN, charakteryzujące się większą ruchliwością stacji abonenckich, a to z kolei wiązało się z większą dynamiką zmian parametrów kanału radiowego. Ponieważ dotychczasowe, opisane w literaturze algorytmy doboru optymalnych przepływności stacji abonenckich w sieci WLAN nie uwzględniają wyżej wymienionego zjawiska, dlatego dla potrzeb niniejszej rozprawy zaproponowano nowe, oryginalne algorytmy doboru optymalnych przepływności dla stacji abonenckich. Prezentowana praca składa się z siedmiu rozdziałów. W rozdziale pierwszym przytoczono ogólnie znane informacje, dotyczące problematyki rozprawy oraz sformułowano tezę i wymieniono szczegółowe zagadnienia, za pomocą których postanowiono jej dowieść. W rozdziale drugim przedstawiono istotne z punktu widzenia rozprawy właściwości bezprzewodowych sieci lokalnych standardu IEEE 802.11. W rozdziale trzecim opisano metodologię symulacji sieci bezprzewodowych łączności ruchomej z wykorzystaniem pakietowego symulatora NS-2. Rozdział czwarty zawiera przegląd najpopularniejszych, opisanych w literaturze, algorytmów doboru trybu pracy stacji bezprzewodowej. W rozdziale piątym przedstawiono autorski algorytm doboru trybu pracy stacji RADIOMAN oparty na znajomości parametrów ruchowych sieci oraz predykcji stanu kanału radiowego. Kolejny, szósty rozdział zawiera opisy trzech algorytmów SILESiA, EMIRATE oraz LATERAN, będących uproszczonymi wersjami algorytmu RADIOMAN. Rozdział siódmy stanowi podsumowanie oraz wskazuje kierunki dalszych badań..

(6) VI. STRESZCZENIE.

(7) Abstract. The IEEE 802.11 a/b/g standards enable mobile stations to use multiple transmission modes characterized by different data rates and resilience against channel induced noise. With the introduction of the wireless LAN enabled PDA (Personal Data Assistant) devices and car-to-car communication (IEEE 802.11p) a new area of the wireless local area network application was born. Since data rate adaptation algorithms used so far are not prepared for such a abruptly changing environment there was a need to develop a new versatile data rate selection algorithm for wireless LAN devices. The dissertation introduces a family of four new algorithms designed to operate in a various radio communication scenarios, ranging from the most popular nomadic scenario to the highly mobile car-to-car use case. The dissertation consists of seven chapters. The first chapter introduces the thesis of the dissertation and methods that will be used to prove it. The second chapter gives an overview of the relevant aspects of the wireless LAN technology and presents the state of the art in the field of data rate adaptation algorithms for IEEE 802.11 networks. The succeeding chapter presents a methodology of simulation of the multirate wireless networks using the packet based NS-2 simulator. A derivation and performance evaluation of the new versatile data rate selection algorithm (RADIOMAN) is presented in chapter five. Three modifications of the RADIOMAN algorithm called SILESiA, EMIRATE and LATERAN are derived and their performance is evaluated in chapter six. The last chapter provides final conclusions and presents directions of the further research..

(8)

(9) Spis treści. PODZIĘKOWANIA ................................................................................................. III STRESZCZENIE ....................................................................................................... V ABSTRACT ............................................................................................................. VII SPIS TREŚCI ............................................................................................................. IX WYKAZ SKRÓTÓW................................................................................................ XI 1.. WSTĘP ............................................................................................................. 14 1.1. PROBLEMATYKA ROZPRAWY ......................................................................... 15 1.2. CEL I TEZA ROZPRAWY ORAZ NARZĘDZIA BADAWCZE.................................... 16 1.3. UKŁAD ROZPRAWY ........................................................................................ 17. 2.. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11 ................................................... 18 2.1. 2.2. 2.3. 2.4.. TECHNIKI DOSTĘPU DO KANAŁU RADIOWEGO ................................................ 19 PROBLEM STACJI UKRYTEJ I ODKRYTEJ .......................................................... 21 TECHNIKI TRANSMISJI DANYCH DSSS I ERP–OFDM .................................... 23 PROTOKÓŁ PLCP (PHYSICAL LAYER CONVERGENCE PROCEDURE)............... 31. 3. MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI .................................. 34 3.1. WYBRANE MODELE KANAŁÓW Z ZANIKAMI W SIECIACH ŁĄCZNOŚCI NOMADYCZNEJ I RUCHOMEJ..................................................................................... 35 3.2. ZMODYFIKOWANY W ASPEKCIE ŁĄCZNOŚCI NOMADYCZNEJ I RUCHOMEJ SYMULATOR NS-2 SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11 .................................... 41 4. ALGORYTMY WYBORU TRYBU PRACY STACJI ABONENCKICH W SIECIACH WLAN ............................................................................................... 46.

(10) SPIS TREŚCI. X. 4.1. ALGORYTMY HEURYSTYCZNE ........................................................................ 47 4.2. ALGORYTMY OPARTE NA ESTYMACJI PARAMETRÓW KANAŁU ....................... 58 4.3. PODSUMOWANIE ............................................................................................ 64 5. PODSTAWY BUDOWY NOWEGO ALGORYTMU WYZNACZANIA TRYBU PRACY STACJI W SIECI WLAN ŁĄCZNOŚCI NOMADYCZNEJ I RUCHOMEJ ........................................................................................................... 65 5.1. OCENA WPŁYWU DŁUGOŚCI RAMKI I NATĘŻENIA RUCHU NA PRACĘ STACJI ABONENCKIEJ .......................................................................................................... 65 5.2. KRYTERIUM WYBORU OPTYMALNEGO TRYBU PRACY STACJI W SIECI WLAN 69 5.3. PRAWDOPODOBIEŃSTWO UDANEJ TRANSMISJI RAMKI W KANALE Z ZANIKIEM RAYLEIGHA ............................................................................................................. 73 5.4. PROCEDURA WYBORU OPTYMALNEGO TRYBU PRACY STACJI STANDARDU IEEE 802.11 ..................................................................................................................... 79 6. NOWE ALGORYTMY WYZNACZANIA OPTYMALNEGO TRYBU PRACY STACJI W SIECI WLAN ŁĄCZNOŚCI NOMADYCZNEJ I RUCHOMEJ ........................................................................................................... 81 6.1. ALGORYTM RADIOMAN (RATE ADAPTATION ALGORITHM FOR MOBILE AND NOMADIC SERVICES) ............................................................................................... 82 6.2. ALGORYTM SILESIA (RECURSIVE LEAST SQUARES RATE ADAPTATION) ..... 86 6.3. ALGORYTM EMIRATE (EXPONENTIAL MOVING AVERAGE RATE ADAPTATION) .......................................................................................................... 93 6.4. ALGORYTM LATERAN (LAST SAMPLE RATE ADAPTATION ALGORITHM) 100 7.. WNIOSKI I UWAGI KOŃCOWE ............................................................... 108. 8.. SPIS LITERATURY...................................................................................... 111. ANEKS A. MODULACJA CCK ....................................................................... 119.

(11) Wykaz skrótów. AARF. Adaptive Auto Rate Fallback. AHN. Ad Hoc Networks. AP. Access Point. APN. Access Point Networks. ARF. Auto Rate Fallback. AWGN. Additive White Gaussian Noise. CARA. Collision AwaRe Autorate. CCK. Complementary Code Keying. CHARM. Channel Aware Rate adaptation algorithM. COLLIE. Collision Inferencing Engine. CSMA-CA. Carrier Sense Multiple Access - Collision Avoidance. CTS. Clear To Send. DBPSK. Differential Binary Phase Shift Keying. DCF. Distributed Coordination Function. DFE. Decision Feedback Equalizer. DIFS. Distributed Inter-frame Space. DLA. Dynamic Link Adaptation. DQPSK. Differential Quaternary Phase Shift Keying. DSSS. Direct Sequence Spread Spectrum. EIFS. Extended Inter-Frame Space.

(12) WYKAZ SKRÓTÓW. XII. EMA. Exponential Moving Averages. EMIRATE. Exponential MovIng aveRAge raTE Adaptation. ERP-OFDM. Extended rate PHY. ESS. Extended Service Set. FBM. Full Buffer Model. FHSS. Frequency Hopping Spread Spectrum. FLA. Fast-responsive Link adaptation Algorithm. ICI. InterCarrier Interference. LATERAN. LAsT samplE Rate AdaptatioN algorithm. LLC. Logical Link Control. MAC. Media Access Control. NAV. Network Allocation Vector. OAR. Opportunistic Auto Rate. PCF. Point Coordination Function. PDA. Personal Digital Assistant. PDU. Protocol Data Unit. PLCP. Physical Layer Convergence Procedure. PMD. Physical Media Dependent. RADIOMAN. Rate ADaptatIon algOrithm for Mobile And Nomadic Services. RBAR. Receiver Based Autorate. RLS. Recursive Least Squares. RRA. Robust Rate Adaptation. RSSI. Received Signal Strength Indicator. RTS. Request To Send. SGRA. SNR Guided Rate Adaptation. SIFS. Short Inter-Frame Space. SILESiA. recurSIve LEast Squares rate Adaptation. WLAN. Wireless Local Area Networks. WOOF. Wireless cOngestion Optimized Fallback.

(13) WYKAZ SKRÓTÓW. XIII.

(14) 1. Wstęp. Bezprzewodowe sieci lokalne WLAN (Wireless Local Area Networks) należą do najbardziej dynamicznie rozwijających się obecnie systemów telekomunikacyjnych. Współczesne sieci WLAN umożliwiają stacjom abonenckim pracę z infrastrukturą APN (Access Point Networks), czyli z wykorzystaniem punktów dostępu oraz ad-hoc, czyli w sieci o strukturze okazjonalnej lub improwizowanej AHN (Ad Hoc Networks). Standardy z grupy IEEE 802.11 a/b/g dopuszczają możliwość pracy stacji abonenckich w wielu różnych trybach, w których przesył danych odbywa się ze zmienną przepływnością i odpornością na błędy transmisji. Zmienną przepływność oraz odporność na błędy transmisji uzyskuje się dzięki zastosowaniu odpowiednich technik modulacji wielopoziomowych oraz schematów kodowania nadmiarowego o różnych współczynnikach sprawności użytego kodu korekcyjnego. Standardy IEEE 802.11 a/b/g określają sposoby łączenia technik modulacji i kodowania korekcyjnego, definiując tym samym skończoną liczbę możliwych trybów pracy stacji abonenckiej. Dzięki istnieniu wielu różnych trybów pracy, możliwy jest w danej chwili wybór takiej kombinacji techniki modulacji i metody kodowania korekcyjnego, która zapewni – z punktu widzenia warunków propagacyjnych panujących w torze radiowym oraz możliwości technicznych stacji abonenckich biorących udział w wymianie danych – najbardziej wydajną transmisję informacji. W sieciach standardu IEEE 802.11 a/b/g odpowiedzialność za wybór odpowiedniego, to znaczy najlepszego z możliwych na daną chwilę czasu trybu pracy, spoczywa na stacji abonenckiej. Przy czym ze względu na zmienność właściwości transmisyjnych toru radiowego wybór optymalnego trybu pracy stacji odbywa się adaptacyjnie. Jedynym ograniczeniem wpływającym na szybkość przejścia stacji abonenckiej z jednego trybu do następnego jest czas trwania pojedynczej ramki..

(15) WSTĘP. 15. 1.1. Problematyka rozprawy Standardy IEEE 802.11a/b/g nie opisują metod wyboru optymalnego trybu pracy stacji abonenckiej. Wraz z pojawianiem się kolejnych urządzeń sieciowych zdolnych do pracy w trybie z wieloma przepływnościami zaczęły pojawiać się propozycje kolejnych metod i algorytmów doboru trybu pracy stacji. Istniejące algorytmy doboru optymalnego trybu pracy stacji abonenckiej w sieci WLAN można podzielić na proste algorytmy heurystyczne – dobierające przepływność w sposób iteracyjny metodą prób i błędów oraz na algorytmy oparte na estymacji parametrów kanału radiowego. Algorytmy heurystyczne, z uwagi na zbyt wolną zbieżność, nie nadają się do zastosowania w środowiskach radiokomunikacyjnych cechujących się dużą dynamiką zmian funkcji przenoszenia kanału radiowego. W opracowanych do tej pory i opisanych w literaturze algorytmach optymalnego doboru przepływności [holl_01] [kame_97] [bick_05] [chev_03] [kim_07] [pavo_03] [qiao_05] [laca_04] [kim_07] [acha_08], wyboru trybu pracy stacji abonenckich w sieci standardu IEEE 802.11 dokonywano na podstawie tylko jednej wielkości, którą był albo poziom mocy sygnału odbieranego RSSI (Received Signal Strength Indicator) albo liczba utraconych ramek. Żaden z dotychczas opracowanych algorytmów nie brał pod uwagę rozmiaru nadawanych ramek ani też wielkości natężenia ruchu telekomunikacyjnego generowanego w sieci WLAN. Ponadto większość zaproponowanych algorytmów była przystosowana jedynie do pracy w sieci z infrastrukturą [kame_97] [laca_04] [kim_07] [acha_08] [bick_05], a dokładniej w sieci o architekturze gwiazdy z wyróżnionym punktem dostępowym. Prawie wszystkie algorytmy doboru trybu pracy stacji abonenckiej w sieci WLAN były przeznaczone dla systemów łączności nomadycznej [kame_97] [bick_05] [chev_03] [kim_07] [pavo_03] [qiao_05] [laca_04] [kim_07] [acha_08], w których podczas trwania połączenia terminal użytkownika nie zmieniał swojego położenia, tzn. pozostawał w bezruchu. A to oznacza, że dynamika zmian parametrów kanału była niewielka. Wraz z upowszechnieniem się urządzeń typu PDA (Personal Digital Assistant), wyposażonych w interfejsy sieciowe zgodne ze standardem IEEE 802.11 a/b/g, jak również pojawieniem się łączności między pojazdami w ruchu, tzw. łączności „car to car” (IEEE 802.11p), zaczęły rozwijać się nowe zastosowania sieci WLAN charakteryzujące się większą ruchliwością stacji abonenckich, a to z kolei wiązało się z większą dynamiką zmian parametrów kanału radiowego. Ponieważ dotychczasowe, opisane w literaturze algorytmy doboru optymalnych przepływności stacji abonenckich w sieci WLAN nie uwzględniają wyżej wymienionego zjawiska, dlatego dla potrzeb niniejszej rozprawy w celu jego eliminacji zaproponowano nowe, oryginalne algorytmy doboru optymalnych przepływności dla stacji abonenckich. Algorytmy te oparto na wynikach pomiarów poziomu mocy sygnału RSSI na wejściu odbiornika, rozmiaru transmitowanych ramek oraz współczynnika rywalizacji o dostęp do kanału radiowego..

(16) 16. WSTĘP. 1.2. Cel i teza rozprawy oraz narzędzia badawcze Celem niniejszej rozprawy było opracowanie takiego algorytmu doboru trybu pracy stacji abonenckiej, który zapewniałby maksymalną przepływność pojedynczej stacji z punktu widzenia warstwy aplikacji. Ponadto algorytm przystosowano do pracy zarówno w sieciach typu ad-hoc, jak i w sieciach z infrastrukturą. W celu praktycznej implementacji algorytmu w już istniejących bezprzewodowych sieciach lokalnych WLAN jego działanie oparto na danych pomiarowych dostępnych w typowych i łatwo osiągalnych na rynku urządzeniach sieciowych zgodnych ze standardem IEEE 802.11. W związku z tym sformułowano następującą tezę niniejszej rozprawy doktorskiej, mówiącą o tym, że: Możliwe jest opracowanie bardziej wydajnego – od obecnie stosowanych – algorytmu wyboru trybu pracy stacji abonenckiej w bezprzewodowej sieci lokalnej WLAN standardu IEEE 802.11, opartego na znajomości rozmiaru przesyłanych ramek oraz na wynikach pomiarów czasu oczekiwania stacji na dostęp do kanału radiowego i uśrednionego – na horyzoncie czasu trwania jednej ramki – poziomu mocy sygnału nośnej RSSI na wejściu odbiornika. W celu udowodnienia tak postawionej tezy dokonano szczegółowych rozważań teoretycznych, ważnych z punktu widzenia poruszonych w rozprawie problemów. Ponadto zaprojektowano i wykonano odpowiednie modele symulacyjne wybranych sieci WLAN standardu IEEE 802.11 i przeprowadzono za ich pomocą szereg eksperymentów symulacyjnych. W szczególności zaś: 1. Dokonano analizy teoretycznej problemu wykorzystania wyników pomiarów wielkości opisujących stan kanału radiowego do wyznaczania optymalnej z punktu widzenia pojedynczej stacji abonenckiej przepływności, której rezultatem było określenie, tzw. współczynnika korelacji średnich mocy sygnałów sinusoidalnych, zmierzonych w kolejnych chwilach czasu na wejściu odbiornika. 2. Dla potrzeb algorytmu optymalnego doboru trybu pracy stacji abonenckiej w sieci WLAN sformułowano funkcję celu, którą oparto nie tylko na znajomości mocy sygnału RSSI na wejściu odbiornika, lecz także na rozmiarach transmitowanych ramek oraz na czasie oczekiwania stacji na dostęp do kanału radiowego. 3. Opracowano cztery nowe, oryginalne algorytmy RADIOMAN, SILESiA, EMIRATE i LATERAN optymalnego doboru trybu pracy stacji abonenckiej w sieci WLAN wykorzystujące funkcję celu uwzględniającą długości ramek oraz wyniki pomiarów poziomu mocy sygnału RSSI na wejściu odbiornika i czasu oczekiwania stacji na dostęp do kanału..

(17) 17. WSTĘP. 4.. 5.. 6.. Zmodyfikowano i rozbudowano symulator pakietowy NS-2 o tryby pracy stacji oparte na wielu przepływnościach oraz na modelach kanałów radiowych z zanikami, czyli na wszystkich tych elementach, które były konieczne do przeprowadzenia wiarygodnych eksperymentów symulacyjnych sieci WLAN standardu IEEE 802.11 dla znanych z literatury oraz opracowanych w ramach niniejszej rozprawy czterech nowych algorytmów optymalnego doboru trybu pracy stacji. Przeprowadzono szczegółowe symulacje komputerowe algorytmów optymalnego doboru trybu pracy stacji abonenckiej w różnych konfiguracjach i scenariuszach pracy sieci bezprzewodowej WLAN standardu IEEE 802.11 w wybranych środowiskach radiokomunikacyjnym, w tym w szczególności badano sieci WLAN łączności nomadycznej i ruchomej we wnętrzu budynku oraz sieci łączności ruchomej na wolnym powietrzu. Dokonano analizy porównawczej, opracowanych w ramach rozprawy, czterech nowych, oryginalnych algorytmów optymalnego doboru trybu pracy stacji w sieci WLAN standardu IEEE 802.11 pod kątem maksymalnej przepustowości osiąganej przez pojedynczą stację abonencką oraz z punktu widzenia wpływu liczby kolizji ramek w sieci na przepustowość osiąganą przez poszczególne stacje abonenckie.. 1.3. Układ rozprawy Prezentowana praca składa się z siedmiu rozdziałów. W rozdziale pierwszym przytoczono ogólnie znane informacje, dotyczące problematyki rozprawy oraz sformułowano tezę i wymieniono szczegółowe zagadnienia, za pomocą których postanowiono jej dowieść. W rozdziale drugim przedstawiono istotne z punktu widzenia rozprawy właściwości bezprzewodowych sieci lokalnych standardu IEEE 802.11. W rozdziale trzecim opisano metodologię symulacji sieci bezprzewodowych łączności ruchomej z wykorzystaniem pakietowego symulatora NS-2. Rozdział czwarty zawiera przegląd najpopularniejszych, opisanych w literaturze, algorytmów doboru trybu pracy stacji bezprzewodowej. W rozdziale piątym przedstawiono autorski algorytm doboru trybu pracy stacji RADIOMAN oparty na znajomości parametrów ruchowych sieci oraz przedykcji stanu kanału radiowego. Kolejny, szósty rozdział rawiera opisy trzech algorytmów SILESiA, EMIRATE oraz LATERAN stanowiących uproszczoną wersję algorytmu RADIOMAN. Rozdział siódmy stanowi podsumowanie oraz wskazuje kierunki dalszych badań..

(18) 18. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. 2. Sieci WLAN standardu IEEE 802.11. Standard IEEE 802.11 należy do grupy standardów IEEE 802, opisujących organizację transmisji danych w lokalnych sieciach komputerowych i definiujących protokoły wykorzystywane w obrębie dwóch pierwszych warstw modelu referencyjnego ISO/OSI (rys. 2.1.). Ponadto precyzuje zasady działania bezprzewodowych sieci lokalnych opartych na różnych technikach transmisji. Parametry i protokoły związane z daną techniką transmisji informacji cyfrowych są określone przez warstwę PMD (Physical Media Dependent), stanowiącą odpowiednik warstwy pierwszej modelu ISO/OSI. Aby zapewnić między dwoma stacjami sieci WLAN niczym niezakłóconą transmisję należy przede wszystkim zdefiniować sposób dostępu stacji do medium transmisyjnego, którym najczęściej jest kanał radiowy. Sposób dostępu do kanału definiuje warstwa MAC (Media Access Control), która wraz z warstwą sterowania łączem logicznym LLC (Logical Link Control) odpowiada warstwie drugiej modelu ISO/OSI. W celu uzgodnienia trybu wymiany informacji między stacjami w sieci WLAN standardu IEEE 802.11 koniecznym okazało się wprowadzenie protokołu, który nazwano protokołem doboru warstwy fizycznej PLCP (Physical Layer Convergence Procedure). Warstwa PLCP pośredniczy między warstwą pierwszą i drugą modelu ISO/OSI..

(19) 19. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. LLC. Warstwa łącza danych. MAC PLCP DSSS. HR-DSSS. ERP-OFDM. PMD. Warstwa fizyczna. Rys. 2.1. Model warstwowy sieci standardu IEEE 802.11. 2.1. Techniki dostępu do kanału radiowego Standard IEEE 802.11 definiuje dwa podstawowe rodzaje sieci WLAN. Sieć typu ad-hoc, wykorzystującą funkcję DCF (Distributed Coordination Function) oraz sieć z infrastrukturą, zarządzaną centralnie i opartą na funkcji PCF (Point Coordination Function). Ponieważ funkcja PCF nie cieszy się zbytnią popularnością, a większość punktów dostępu w sieciach z infrastrukturą, zgodnych ze standardem IEEE 802.11, jest oparta na funkcji DCF, dlatego w niniejszej rozprawie modelowano i analizowano tylko sieci pracujące z tą właśnie funkcją. Należy jednakże zaznaczyć, że uzyskane dla funkcji DCF wyniki można z powodzeniem rozszerzyć także na sieci WLAN z funkcją PCF. W sieci WLAN z funkcją DCF stacja przed rozpoczęciem nadawania musi wykonać szereg operacji przewidzianych przez protokół warstwy MAC dostępu do kanału radiowego. W standardzie IEEE 802.11 sieci pracujące z funkcją DCF jako protokołu dostępu używają CSMA-CA (Carrier Sense Multiple Access - Collision Avoidance) oraz posługują się dyskretną skalą czasu, w której jednostką podstawową jest szczelina czasowa. W protokole CSMA-CA stacja każdorazowo przed wysłaniem ramki sprawdza zajętość kanału radiowego. Jeśli kanał pozostaje wolny przez czas DIFS (Distributed Inter-frame Space), to ramka zostaje nadana. W przeciwnym wypadku stacja przechodzi do stanu oczekiwania (backoff), w którym przebywa przez czas równy całkowitej wielokrotności liczby szczelin czasowych. Przy czym liczba szczelin czasowych jest losowana z przedziału od zera do CWmin (Minimum Contention Window) – nazywanego oknem współzawodnictwa (rys. 2.2.). Po upływie czasu oczekiwania, czyli wylosowanej liczbie szczelin, odliczanych tylko wtedy, gdy kanał radiowy jest wolny, stacja podejmuje kolejną próbę nadania ramki. Udana transmisja zostaje potwierdzona przez odbiorcę ramką potwierdzenia ACK, wysyłaną po upływie czasu SIFS (Short Inter-Frame Space). Czas SIFS jest zawsze liczony od momentu poprawnego odebrania ramki. W przypadku nieotrzymania ramki ACK przed upływem czasu EIFS (Extended Inter-Frame Space), stacja podejmuje kolejną próbę nadania ramki, która każdorazowo rozpoczyna się stanem oczekiwania..

(20) 20. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. Przy czym w kolejnych stanach oczekiwania rozmiar okna współzawodnictwa 0÷CW (Contention Window), z którego losuje się liczbę szczelin składających się na czas oczekiwania, jest podwajany. Takie iteracyjne podwajanie okna trwa aż zostanie osiągnięty jego maksymalnego rozmiaru CWmax (Maximum Contention Window). Procedura podwajania rozmiarów okna, z którego losuje się czas oczekiwania stacji na dostęp do kanału, zmniejsza prawdopodobieństwo kolizji ramek wysyłanych jednocześnie przez więcej niż jedną stację. Dzięki podwojeniu zakresu, z którego jest losowany czas oczekiwania, prawdopodobieństwo wylosowania przez dwie lub więcej stacji identycznych czasów oczekiwania na zwolnienie kanału radiowego ulega znacznej redukcji. Zwiększenie czasu oczekiwania na nadawanie nie eliminuje jednak drugiej przyczyny nieudanych transmisji ramek, wynikającej z ich uszkodzenia na skutek błędów transmisji powstałych w kanale radiowym. Nie trudno więc zauważyć, że jeśli w sieci WLAN, dopuszczającej transmisję danych z wieloma przepływnościami, stacja dokona niewłaściwego wyboru techniki modulacji i/lub kodowania korekcyjnego, to może nastąpić wzrost prawdopodobieństwa retransmisji ramek i w konsekwencji znacząco pogorszy się przepustowość sieci. Śledzenie stanu zajętości kanału radiowego może odbywać się na dwa sposoby. Pierwszym i najprostszym jest bezpośredni jego nasłuch. Jednak sposób ten, z uwagi na konieczność ciągłego monitorowania stanu kanału, jest kosztowny. Konkurencyjnym rozwiązaniem jest wirtualne nasłuchiwanie kanału oparte na wykorzystaniu informacji przesyłanych w ramkach. Większość ramek zawiera informację o czasie zajęcia kanału radiowego. Zatem na podstawie informacji o czasie zajęcia kanału i czasie trwania ramki stacje mogą bardzo precyzyjnie ustawić swoje zegary NAV (Network Allocation Vector) na chwilę następnej operacji fizycznego nasłuchu kanału. Należy zaznaczyć, że na dostatecznie długim horyzoncie czasu protokół CSMA-CA zapewnia wszystkim stacjom w sieci sprawiedliwy dostęp do medium transmisyjnego, czyli gwarantuje im jednakowe prawdopodobieństwa dostępu do kanału radiowego [mede_05]. Zazwyczaj zakłada się, że każda ze stacji w sieci WLAN jest w stanie wykryć sygnał radiowy nadawany przez pozostałe. Jednak w praktyce sytuacja ta nie zawsze ma miejsce, a wynika to z możliwości wystąpienia w sieci WLAN dwóch bardzo niekorzystnych zjawisk, określanych w literaturze jako problem stacji ukrytej (hidden terminal problem) oraz problem stacji odkrytej (exposed terminal problem)..

(21) 21. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. Natychmiastowy dostęp gdy kanał wolny dłużej niż DIFS DIFS Kanał zajęty. DIFS. Okno rywalizacji PIFS SIFS. Procedura Backoff. Kolejna ramka. Slot czasowy Oczekiwanie na zwolnienie kanału. Procedura Backoff przerywana gdy kanał jest zajęty. Rys. 2.2. Dostęp do kanału radiowego w sieciach standardu IEEE 802.11. 2.2. Problem stacji ukrytej i odkrytej Protokół CSMA-CA przestaje spełniać swoje zadanie, gdy w przypadku trzech komunikujących się ze sobą stacji dwie z nich nie słyszą się. Opisaną sytuację przedstawiono na rysunku 2.3. Pomimo poprawnego działania procedury realizowanej w stanie oczekiwania stacji na zwolnienie kanału, prowadzącej do wyznaczenia dwóch różnych czasów oczekiwania na dostęp do medium, stacje A i C rozpoczynają nadawanie, co z punktu widzenia odbierającej sygnał stacji B powoduje nałożenie się na siebie obu transmisji, czyli kolizję ramek, uniemożliwiając tym samym poprawną wymianę informacji. Problem stacji ukrytej Dane. Stacja C. ACK. Stacja A. Stacja C. Stacja A. Stacja B. Stacja A. Stacja B. Stacja C. NAV. Stacja B. Stacja C. ACK. Dane. Dane. Stacja A. Stacja C. Stacja B. Stacja C. NAV. Dane. Dane. Stacja A. Stacja B. CTS. NAV. Stacja B. Stacja A. RTS. NAV. Stacja B. Stacja A. Procedura RTS-CTS. Stacja C. Stacja A. NAV. Stacja B. Stacja C. Rys. 2.3. Problem stacji ukrytej W celu wyeliminowania problemu stacji ukrytej wprowadzono procedurę.

(22) 22. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. RTS/CTS, polegającą na wymianie krótkich, a więc cechujących się niskim prawdopodobieństwem kolizji ramek. Zarówno ramka RTS (Request To Send), wysyłana przez nadawcę, jak i ramka CTS (Clear To Send) wysyłana przez odbiorcę, po czasie SIFS, zawierają pola informujące o czasie trwania planowanej transmisji. Pozwala to sąsiadującym ze sobą stacjom dokonać aktualizacji wirtualnego stanu śledzenia kanału i wyeliminować tym samym problem stacji ukrytej. Niestety procedura wymiany ramek RTS/CTS oprócz zalety, jaką jest bez wątpienia eliminacja problemu stacji ukrytej, posiada również wady. Jej podstawową wadą jest obniżenie wydajności sieci WLAN wynikające z konieczności przesyłania dodatkowych ramek. Zjawisko to jest szczególnie istotne w przypadku sieci standardu IEEE 802.11 z techniką OFDM, w której dopuszczono do pracy stacje IEEE 802.11 z techniką DSSS.. Problem stacji odkrytej RTS. Stacja B. Stacja A. CTS. Stacja C. Stacja B. RTS. Stacja C. ACK. Stacja A. Stacja D. NAV. Dane. Stacja A. Stacja D. NAV. Stacja B. Stacja A. Stacja C. Stacja D. NAV. Stacja B. Stacja C. Stacja D. Rys. 2.4. Problem stacji odkrytej Kolejnym problemem, generowanym przez procedurę RTS/CTS, jest problem stacji odkrytej, który zilustrowano na przykładzie sieci przedstawionej na rysunku 2.4..

(23) 23. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. W sieci tej stacje A i B, używające procedury RTS/CTS, realizują transmisję danych. Prowadzi to do ustawienia w stacji C zegara NAV na czas, w którym przestaje ona śledzić stan kanału radiowego. W tym samym czasie stacja D, znajdująca się poza zasięgiem radiowym stacji A oraz B, inicjuje transmisję do stacji C. Nie otrzymując odpowiedzi, stacja D rozpocznie próby nawiązania połączenia ze stacją C, niepotrzebnie zajmując zasoby transmisyjne. Taki stan rzeczy będzie trwał aż do momentu zakończenia wymiany danych przez stacje A i B.. 2.3. Techniki transmisji danych DSSS i ERP–OFDM Od samego początku standard IEEE 802.11 dopuszczał istnienie kilku wariantów warstwy fizycznej modelu OSI/ISO, charakteryzujących się różnymi technikami transmisji. W kolejnych jego wersjach, oprócz podstawowych technik wymiany informacji, stosowanych na poziomie warstwy fizycznej, przewidziano również pewne techniki opcjonalne. Jednak w praktyce techniki te nie znalazły uznania wśród producentów sprzętu. Zatem można śmiało powiedzieć, że pozostają one, jak do tej pory, jedynie w sferze koncepcji. W niniejszej pracy rozważono jedynie te techniki transmisji, które są obecnie szeroko stosowane, oraz te parametry sieci WLAN, do których dostęp nie wymaga modyfikacji oprogramowania zawartego w pamięci stałej typowych kart sieciowych WLAN standardu IEEE 802.11. W wersji podstawowej standard IEEE 802.11 przewidywał 3 warianty realizacji warstwy fizycznej. Dwa z nich oparto na falach radiowych pasma ISM 2.4 GHz. W jednym zastosowano skokową zmianę częstotliwości nośnej FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum), zaś w drugim – bezpośrednie rozpraszanie widma DSSS. W wariancie trzecim zaimplementowano transmisję danych w podczerwieni. Przy czym największą popularność wśród producentów i użytkowników sieci WLAN zyskał wariant z bezpośrednim rozpraszaniem widma DSSS. Technika DSSS polegająca na mnożeniu sygnału użytecznego z szybkozmiennym sygnałem pseudolosowym czyni transmisję w kanale radiowym trudną do wykrycia i odporną na zakłócenia. Ceną płaconą za wysoką odporność na zakłócenia jest poszerzenie widma sygnału proporcjonalne do stosunku czasu trwania jednego symbolu sygnału rozpraszającego, tzw. chipu (chip) do czasu trwania jednego symbolu informacyjnego (rys. 2.5.). 0dB. -30dB. fc-22MHz. fc-11MHz. fc. fc+11MHz. Rys. 2.5. Widmo sygnału IEEE 802.11. -50dB fc+22MHz.

(24) 24. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. Można wykazać [proa_06] [hayk_04], że wzrost odporności sygnałów przesyłanych w technice DSSS na zakłócenia, nazywany również zyskiem przetwarzania GP (Processing Gain) można zapisać wzorem: GP =. Tb Tc. (2.1). gdzie: Tb – czas trwania jednego bitu, Tc – czas trwania jednego chipu. Standard IEEE 802.11 przewiduje pracę z szybkością chipową 11 Mchip/s oraz przepływnością symbolową 1 Msymbol/s. W urządzeniach zgodnych z tym standardem do rozpraszania widma jest stosowany jedenastobitowy kod Barkera postaci [1 0 1 1 0 1 1 1 0 0 0]. Kod ten cechuje się bardzo dobrymi właściwościami korelacyjnymi. W odróżnieniu od klasycznego zwielokrotnienia z rozpraszaniem kodowym, w przypadku standardu IEEE 802.11 wszystkie stacje używają tej samej sekwencji rozpraszającej. Celem zastosowania rozpraszania widma jest bowiem jedynie zwiększenie odporności sygnałów danych na zakłócenia w kanale radiowym, natomiast wielodostęp do kanału radiowego odbywa się na zasadach rywalizacji, zawartych w protokole warstwy MAC.. DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum) Podstawowa wersja standardu IEEE 802.11 pozwala na pracę z dwoma przepływnościami: 1 Mbit/s oraz 2 Mbit/s. Wybór jednej z dwu przepływności jest możliwy dzięki zastosowaniu dwóch technik modulacji: dwupoziomowej DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying) oraz czteropoziomowej DQPSK (Differential Quaternary Phase Shift Keying). Dla kanału radiowego z addytywnym szumem białym AWGN (Additive White Gaussian Noise) bitowa stopa błędów BER1 na wyjściu odbiornika, w stacji stosującej modulację DBPSK [proa_06] dla przepływności 1Mbit/s, wyraża się wzorem:.  E  1 exp − b GP  (2.2) 2  N0  – wyrażony w jednostkach nielogarytmicznych stosunek energii BER1 =. gdzie: E b N0. sygnału nośnej, liczonej na jeden bit niekodowanej nadmiarowo informacji, do widmowej gęstości mocy szumu. Dla stacji pracującej z przepływnością 1 Mbit/s zysk przetwarzania GP , wyznaczony ze wzoru (2.1), wynosi 11, czyli około 10,41 dB. Dla stacji stosującej czteropoziomową modulację DQPSK, a więc dla przepływności równej 2 Mbit/s, przy założeniu szumu AWGN w kanale.

(25) 25. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. transmisyjnym, bitowa stopa błędów BER2 wyraża się zależnością [proa_06]: 1  1  BER2 = Q1 (a, b) − Y0 (ab) exp  − (a 2 + b 2 ) 2 2  . (2.3). gdzie: Y0 (⋅) jest funkcją Bessela drugiego rodzaju i zerowego rzędu, zaś ∞.  1  Q1 (a, b) = ∫ x exp − (a 2 + b 2 ) Y0 (ax)dx, a ≥ 0, b ≥ 0  2  b a = 2G P. Eb N0.   1 − 2    2  . b = 2G P. EB N0.   1 + 2    2  . Dla stacji z modulacją DQPSK, transmitującej dane z przepływnością 2 Mbit/s, zysk przetwarzania GP = 5,5 , czyli około 7,4 dB. Kolejną techniką modulacji, zaimplementowaną w standardzie IEEE 802.11b była modulacja CCK (Complementary Code Keying), która umożliwiła stacjom abonenckim w sieci WLAN, bez zmiany dotychczasowej szerokości pasma częstotliwości kanału radiowego, transmisję danych z przepływnością 5,5 oraz 11 Mbit/s . Dla modulacji CCK i przepływności 11Mbit/s symbolowa stopa błędów SER11 , wyznaczona w systemie z kanałem AWGN, wyraża się wzorem [chin_03] [ranj_05]:    E  E  E  SER11 = 24Q 4 b  + 16Q 6 b  + 174Q 8 b  +       N0  N0     N0  (2.4)    Eb  Eb  Eb   + 24Q 12  + Q 16  + 16Q 10   N 0  N 0  N 0     gdzie. Q (x ) jest komplementarną funkcją błędu: Q (x ) =.  x  1  erfc 2  2. Natomiast wartość średnią bitowej stopy błędów. (2.5). BER11 można obliczyć na. podstawie symbolowej stopy błędów SER11 za pomocą zależności [chin_03] [ranj_05]:  2 8−1  BER11 =  8  SER 11 (2.6)  2 −1  Z kolei dla modulacji CCK i przepływności 5,5 Mbit/s symbolowa stopa błędów. SER5.5. w systemie z kanałem AWGN, wyraża się wzorem [chin_03]:   E  E  SER5.5 = 14Q 8 b  + Q 16 b     N0  N 0   . (2.7).

(26) 26. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. Zaś wartość średnią bitowej stopy błędów. BER5.5. można wyznaczyć na. podstawie znajomości symbolowej stopy błędów SER5.5 posługując się zależnością [chin_03]:.  2 4−1  BER5.5 =  4  SER5.5  2 −1. (2.8). W tabeli 2.1 zestawiono przepływności, techniki modulacji i wzory umożliwiające wyznaczenia bitowej stopy błędów w sieciach WLAN opartych na standardzie IEEE 802.11 i pracujących w technice DSSS. Tabela 2.1. Przepływności dostępne w sieciach standardu IEEE 802.11 pracujących w technice DSSS Przepływność. Modulacja. BER. 1 Mbit/s. DBPSK. 2 Mbit/s. DQPSK. 5,5 Mbit/s. CCK.  2 4−1  BER5.5 =  4  SER5.5  2 −1. 11 Mbit/s. CCK.  2 8−1  BER11 =  8  SER11  2 −1 . BER1 =.  E  1 exp − b G P  2  N0 . 1  1  BER2 = Q1 ( a, b) − Y0 (ab) exp − (a 2 + b 2 ) 2 2  .

(27) 27. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. ERP–OFDM (Enhanced Rate Phy Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Łańcuch urządzeń wykorzystywanych w technice ERP-OFDM (Enhanced Rate Phy Orthogonal Frequency Division Multiplexing), opartej na wielu ortogonalnych podnośnych, zawiera znacznie więcej elementów funkcjonalnych niż łańcuchy charakteryzujące dotychczas omawiane techniki transmisji w sieciach standardu IEEE 802.11 (rys. 2.6). Tor nadawczy Koder splotowy FEC. Przeplot mapowanie piloty. IFFT. Wstawianie odstępów ochronnych. Modulacja I-Q. HPA. Tor odbiorczy LNA. ARW. Demodul. I-Q. Usuwanie odstępów ochronnych. FFT. Piloty mapowanie przeplot. Dekoder splotowy FEC. Rys. 2.6. Elementy funkcjonalne radiowych urządzeń nadawczego i odbiorczego, pracujących w technice ERP-OFDM W technice ERP-OFDM pojawił się przeplot bitowy, który pozwala wyeliminować długie serie błędów w kanale, niemożliwe do skorygowania w dekoderze kodu splotowego odbiornika. Głębokość przeplotu bitowego ILb (Interleaved Level), zdefiniowana w standardzie IEEE 802.11, obejmuje jeden symbol OFDM, a jej wartość, wyrażoną w bitach, można wyznaczyć z następującej zależności [vand_01]:. ILbB = N SC ⋅ N BPSC. (2.9). gdzie: N SC – liczba podnośnych używanych w transmisji danych ( N SC = 48 ). N BPSC – liczba bitów przypadających na jeden symbol kodowy danej podnośnej. Ograniczenie głębokości przeplotu do jednego symbolu OFDM wynika z przyjęcia założenia małej dynamiki zmian funkcji przenoszenia kanału radiowego. W przypadku szerokopasmowych sieci bezprzewodowych opartych na technice ERPOFDM, powszechnie zakłada się, że kanał radiowy jest kanałem z wolnymi zanikami selektywnymi [heis_01] [vand_01], co implikuje stosowanie przeplotu bitowego o małej głębokości. Głębszy przeplot powodowałby jedynie zwiększenie opóźnienia, nie dając w zamian żadnego dodatkowego zysku przetwarzania. Kolejnym elementem funkcjonalnym, który nie występował w torach nadawczoodbiorczych znanych z poprzednich wersji standardu IEEE 802.11, jest urządzenie.

(28) 28. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. realizujące operację kodowania splotowego. Podstawowym koderem splotowym stosowanym w technice ERP-OFDM jest koder o współczynniku sprawności 1/2, długości wymuszonej K=7 oraz wielomianach generujących 133oct i 177oct (w zapisie ósemkowym), a jego odległość swobodna wynosi 10. Pozostałe kodery splotowe o współczynnikach sprawności 2/3 i 3/4 powstają w procesie eliminacji bitów ze strumienia wyjściowego kodera podstawowego. Zestawienie parametrów splotowych kodów korekcyjnych stosowanych w standardzie IEEE 802.11 przedstawiono w tabeli 2.2. Tabela 2.2. Kody splotowe stosowane w technice ERP-OFDM Współczynnik sprawności FEC kodu. Kod podstawowy 1/2 K. G0(X). G1(Y). P. 2/3. d free. P. X:1 X:10 7 133oct 171oct 10 Y:1 Y:11 K – długość wymuszona kodu (constraint length) G0, G1 – gałęzie sprzężenia zwrotnego X, Y – wzorce eliminacji bitów (1 to bit transmitowany, 0 – pomijany) d free – odległość swobodna kodu. 3/4. d free. P. d free. 6. X:101 Y:110. 5. Z zastosowaniem kodów splotowych związany jest zysk kodowy (coding gain) GC , pozwalający, przy zachowaniu na wejściu odbiornika tej samej i stałej wartości E N , uzyskać na jego wyjściu poprawę stopy błędów. Asymptotyczny, czyli oszacowany dla Eb N 0 zdążającego do nieskończoności zysk kodowy G C można obliczyć korzystając z równania [forn_98]: b. 0. GC = RC ⋅ d free. (2.10). gdzie: RC – współczynnik sprawności kodu splotowego, d free – odległość swobodna kodu splotowego. W rzeczywistych systemach łączności bezprzewodowej wzór (2.10) jest mało przydatny, bowiem mamy w nich do czynienia z relatywnie małymi wartościami E b N 0 . W praktyce, ze względu na stosowanie kodów splotowych dekodowanych algorytmem Viterbiego, błędy transmisji są ze sobą skorelowane i łatwiejszym do oszacowania wskaźnikiem oceny jakości strumienia bitów na wyjściu odbiornika nie jest bitowa BER , lecz ramkowa FER stopa błędów..

(29) 29. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. Kres górny ramkowej stopy błędów można wyznaczyć według wzoru [vite_71], [purs_87]: ∞   FER(x ) ≤ 1 − 1 − ad Pd   d =d . x. ∑. (2.11). free. gdzie x jest liczbą bitów w ramce, ad – liczbą ciągów o d błędnych bitach, a Pd – prawdopodobieństwem wystąpienia na wyjściu dekodera opartego na algorytmie Viterbiego ciągu z d błędnymi bitami, Przy czym prawdopodobieństwo Pd jest dane wzorem: d  d  dla d − nieparzystych  ∑d +1  k  ⋅ ρ k (1 − ρ )d − k ,  k= 2 Pd =  d d   d  k 1 d 2 d −k d 2      ⋅ ρ (1 − ρ ) , dla ⋅ ρ ( 1 − ρ ) + d − parzystych ∑  2  d 2  k d  k = +1   2. (2.12). gdzie ρ jest prawdopodobieństwem pojawienia się błędnego bitu na wejściu dekodera kodu splotowego. W technice ERP-OFDM wejściowy strumień bitów jest przesyłany za pomocą 52 ortogonalnych podnośnych zajmujących pasmo częstotliwości o szerokości 22 MHz (rys. 2.7). Przy czym do transmisji danych używa się 48 podnośnych, natomiast pozostałe cztery stanowią częstotliwości pilotów, które są modulowane w technice BPSK predefiniowanymi ciągami bitów. Widmowa gęstość mocy [dB] 0dB. -20dB -28dB. -40dB. -30. -20. -11 -9. fc. 9. 11. 20. 30. f [MHz]. Rys. 2.7. Widmo sygnału przesyłanego w technice ERP-OFDM [stan_99] Sygnały przesyłane na 48 podnośnych są modulowane z wykorzystaniem jednej z następujących technik modulacji: BPSK, QPSK, 16QAM lub 64QAM. A ponieważ standard IEEE 802.11 zakłada, że na wszystkich 48 podnośnych jest stosowany jednocześnie ten sam rodzaj modulacji, zatem bitowa stopa błędów na wyjściu demodulatora, równa prawdopodobieństwu ρ we wzorze (2.12) i obliczona dla.

(30) 30. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. sygnałów przesyłanych w technice ERP-OFDM w kanale AWGN jest równoważna stopie błędów osiąganej na poszczególnych podnośnych [hara_03]. W technice ERP-OFDM w zależności od zastosowanej techniki modulacji oraz schematu kodowania strumienia danych możliwe jest prowadzenie transmisji w kanale radiowym z różnymi przepływnościami. Zestawienie różnych kombinacji modulacji i kodowania splotowego transmisji oferujących 8 różnych przepływności w sieciach WLAN standardu IEEE 802.11 z techniką ERP-OFDM przedstawiono w tabeli 2.3. Dla przepływności 6 oraz 9 Mbit/s bitową stopę błędów na wyjściu demodulatora BPSK w systemie z kanałem AWGN możemy wyznaczyć z zależności:. BER6 ,9 =.  Eb  1  erfc  N0  2  . (2.13). Dla przepływności 12 oraz 18 Mbit/s bitowa stopa błędów na wyjściu demodulatora QPSK wynosi:.  Eb   BER12 ,18 = erfc  N0   . (2.14). Natomiast we wszystkich pozostałych przypadkach, tzn. dla przepływności od 24 do 54 Mbit/s należy skorzystać z wyrażenia:  3 log 2 M E b   1   erfc  BER 24 , 36 , 48, 54 = 41 −   2 (M − 1) N 0  M    . (2.15). gdzie M jest liczbą poziomów modulacji równą odpowiednio 16 dla 24 i 36 Mbit/s oraz 64 dla 48 i 54 Mbit/s. Tabela 2.3. Przepływności w sieciach standardu IEEE 802.11 opartych na technice ERPOFDM Przepływność. Modulacja. 6 Mbit/s. BPSK. Współczynnik sprawności kodu splotowego 1/2. 9 Mbit/s. BPSK. 3/4. 12 Mbit/s. QPSK. 1/2. 18 Mbit/s. QPSK. 3/4.  Eb   BER12 ,18 = erfc  N0   . 24 Mbit/s 36 Mbit/s 48 Mbit/s 54 Mbit/s. 16-QAM 16-QAM 64-QAM 64-QAM. 1/2 3/4 2/3 3/4.  3 log 2 M Eb   1   erfc BER24,36, 48, 54 = 41 −  2 (M − 1) N  M  0   . BER. BER6 , 9 =.  Eb  1  erfc  N0  2  .

(31) 31. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. 2.4. Protokół PLCP (Physical Layer Convergence Procedure) Standardy z grupy IEEE 802.11 od początku dopuszczały zastosowanie różnych technik transmisji, takich jak: podczerwień, transmisja radiowa z bezpośrednim rozpraszaniem widma (DSSS) czy ze skokową zmianą nośnej (FHSS), a także transmisja OFDM. W sieciach zgodnych z IEEE 802.11 za przekazywanie informacji o przepływności transmisji danych z jaką pracuje stacja odpowiada protokół PLCP, nazywany również – w warstwowym modelu architektury sieci IEEE 802.11 – podwarstwą PLCP. Przy czym stosowanie różnych technik transmisji wiąże się z różnymi formatami datagramów PLCP. W niniejszej pracy rozważono jedynie techniki DSSS oraz ERP-OFDM, natomiast pozostałe, z uwagi na ich mniej powszechne zastosowanie, pominięto. W podstawowej wersji standardu IEEE 802.11 budowę protokołu PLCP, przeznaczonego dla sieci pracujących w paśmie ISM z bezpośrednim rozpraszaniem widma, oparto na datagramach PDU (Protocol Data Unit) (rys. 2.8). SYNC SYNC 128 bitów bitów 128. SFD 16 bitów. SIGNAL 8 bitów. Preambuła PLCP Nagłówek PLCP 144 bity 48 bitów. SERVICE 8 bitów. LENGTH CRC 16 bitów 16 bitów. MPDU. PPDU. Rys. 2.8. Format datagramów PLCP Zadaniem nadawanej z przepływnością 1 Mbit/s i modulacją DBPSK, preambuły jest uzyskanie w odbiorniku synchronizacji bitowej i ramkowej. Do zapewnienia synchronizacji zegara i estymacji parametrów kanału przeznaczone jest 128-bitowe pole SYNC o ściśle określonej strukturze, natomiast synchronizację ramkową zapewnia 16-bitowe pole SFD. Przepływność z jaką transmitowana jest ramka z danymi określa pole SIGNAL, zawierające wartość tej przepływności wyrażoną w 100 kilobajtowych jednostkach. Wraz z kolejnymi wersjami standardów rodziny IEEE 802.11 dodawane były coraz to nowsze techniki transmisji, określane jako kolejne rodzaje warstwy fizycznej. Standardy te wprowadzały rozszerzenia formatu datagramów PLCP. I tak wraz z pojawieniem się przepływności 5,5 oraz 11 Mbit/s uznano, że nadawany z przepływnością 1 Mbit/s nagłówek PLCP obniża efektywną przepływność osiąganą przez stację. W efekcie zmodyfikowano go wprowadzając, tzw. skrócony nagłówek, dwukrotnie krótszy, o strukturze przedstawionej na rysunku 2.9..

(32) Preambuła długa. 32. SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. Preambuła PLCP. SYNC 128 bitów. Nagłówek PLCP. SFD 16 bitów. SIGNAL SERVICE LENGTH 16 bitów 8 bitów 8 bitów. CRC 16 bitów. PSDU. 1 Mbit/s DBPSK. Preambuła krótka. PPDU. SYNC 56 bitów 1 Mbit/s DBPSK. PSDU 2 Mbit/s DQPSK. Rys. 2.9. Format skróconych datagramów PLCP Nazwy pól i pełnione przez nie zadania nie uległy zmianie. Zmieniono jedynie długość pola SYNC i technikę modulacji, co pozwoliło na dwukrotne skrócenie czasu transmisji nagłówka w porównaniu z wersją podstawową (rys. 2.8). Wprowadzenie techniki ERP-OFDM wymusiło kolejne rozszerzenia oraz zmianę struktury nagłówka PLCP (rys. 2.10). Nagłówek PLCP RATE Rezerwa LENGTH Parity Tail SERVICE 4 bity 1 bit 12 bitów 1 bit 6 bitów 16 bitów Kodowany OFDM (BPSK, FEC=1/2). preambuła PLCP SIGNAL 12 symboli 1 symbol OFDM. PSDU. Tail dopeł 6 bitów nienie. Kodowany OFDM przepływność zakodowana w polu SIGNAL. DATA zmienna liczba symboli OFDM. Rys. 2.10. Format datagramów PLCP ERP-OFDM (Extended rate PHY).

(33) SIECI WLAN STANDARDU IEEE 802.11. 33. Ponieważ struktura nagłówka PLCP w technice ERP-OFDM nie zapewniała wstecznej kompatybilności i była całkowicie nieczytelna dla stacji zgodnych ze starszymi wersjami standardu IEEE 802.11, zatem w celu zapewnienia prawidłowej współpracy urządzeń różnych wersji standardu IEEE 802.11 wyróżniono trzy podstawowe typy stacji: − stacje pracujące w technice ERP-OFDM, − stacje nie prowadzące transmisji danych w technice ERP-OFDM, ale zdolne do pracy ze skróconym datagramem PLCP (rys. 2.9), − stacje używające tylko technik transmisji opartych na podstawowym datagramie PLCP (rys. 2.10). W przypadku, gdy w sieci standardu IEEE 802.11 występują stacje zgodne tylko i wyłącznie z najstarszymi wersjami standardu, użycie formatu datagramu PLCP ERPOFDM, uniemożliwia starszym stacjom wykrycie stanu zajętości kanału radiowego i skutecznie destabilizuje pracę algorytmu dostępu do kanału. Rozwiązaniem tego problemu jest zastosowanie w technice ERP-OFDM jednej ze starszych wersji formatu datagramu PLCP lub użycie funkcji CTS-to-Self, polegającej na poprzedzaniu ramką CTS każdej transmisji w technice ERP-OFDM, co z kolei pozwala stacjom obsługującym jedynie starsze wersje standardu wykryć stan zajętości kanału. Niestety oba rozwiązania prowadzą do obniżenia maksymalnej przepustowości sieci. Dla potrzeb niniejszej pracy przyjęto, że modelowane i analizowane w niej sieci WLAN są w pełni kompatybilne ze wszystkimi wersjami standardu IEEE 802.11..

(34) 34. MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. 3. Model symulacyjny sieci WLAN ze stacjami pracującymi z wieloma przepływnościami. W chwili obecnej dostępnych jest wiele pakietowych symulatorów sieci WLAN standardu IEEE 802.11. Najpopularniejszym z nich jest symulator NS-2. Wprawdzie oferuje on dosyć szeroki wachlarz możliwych scenariuszy badawczych, to jednak analiza symulacyjna współczesnych sieci WLAN napotyka w praktyce na sporo ograniczeń. I tak, na przykład, zaimplementowany w symulatorze NS-2 interfejs radiowy nie dopuszcza pracy stacji abonenckich z wieloma przepływnościami. Nieprecyzyjny jest również sposób wyznaczania pakietowej stopy błędów, oparty na wyznaczaniu dwóch progów poziomu mocy sygnału RSSI na wejściu odbiornika, tzw. progu odbioru i progu poprawnej detekcji. Dlatego też w niniejszej rozprawie w celu przeprowadzenia wiarygodnych badań symulacyjnych sieci WLAN standardu IEEE 802.11 z wieloma przepływnościami symulator NS-2 rozbudowano tak, by był on w stanie w miarę wiernie odzwierciedlać pracę współczesnych sieci bezprzewodowych zgodnych z wersjami „a”, „b” oraz „g” standardu IEEE 802.11. Pierwotnie standard IEEE 802.11 był przeznaczony do budowy sieci transmisji danych dla łączności stałej i nomadycznej. Obecnie, wraz z miniaturyzacją urządzeń elektronicznych, zastosowanie sieci WLAN standardu IEEE 802.11 rozszerzyło się na obszary łączności ruchomej, która do tej pory była zarezerwowana przed wszystkim dla publicznych sieci telefonii komórkowej. Wraz z wersją „p” standardu IEEE 802.11, w sieciach WLAN pojawili się nowi użytkownicy, pracujący w szybko przemieszczających się pojazdach. Łączność ruchoma wymusiła konieczność opracowania nowych technik projektowania sieci WLAN oraz metod testowania implementowanych w nich algorytmów i technik transmisji. W niniejszej rozprawie zaprezentowano koncepcję testowania algorytmów doboru optymalnego trybu pracy stacji abonenckiej w sieci WLAN standardu IEEE 802.11 we wnętrzu budynku oraz w terenie zurbanizowanym. W obu tych środowiskach radiokomunikacyjnych modelowano i analizowano systemy łączności nomadycznej oraz ruchomej..

(35) MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. 35. 3.1. Wybrane modele kanałów z zanikami w sieciach łączności nomadycznej i ruchomej W systemach łączności bezprzewodowej, przy braku bezpośredniej widoczności anten, wyemitowany z anteny nadajnika sygnał nośnej może dotrzeć do odbiornika wieloma drogami. Istnienie wielu dróg propagacji jest związane z obecnością w przestrzeni między nadajnikiem a odbiornikiem szeregu obiektów odbijających, uginających i/lub rozpraszających fale radiowe. We wnętrzach budynków odbicia mogą być spowodowane przez ściany oraz meble. Natomiast na wolnym powietrzu sygnał radiowy może być rozpraszany, uginany lub odbijany przez powierzchnię ziemi, budynki oraz inne obiekty występujące na trasie propagacji fali radiowej. Otrzymane na wejściu odbiornika amplituda oraz faza sinusoidalnego sygnału nośnego stanowią superpozycję wszystkich składowych docierających do anteny odbiorczej po wielu różnych trasach propagacji. Zjawisko to, określane w radiokomunikacji jako zanik wielodrogowy, powoduje, że na wejściu odbiornika obserwowane są zmiany w czasie zarówno amplitudy, jak i fazy sygnału nośnego. Wartości głębokości, szybkości oraz częstości zmian amplitudy oraz fazy mogą być spowodowane nie tylko przemieszczaniem się stacji odbiorczej względem nadawczej, ale także mogą wynikać ze zmian parametrów elektrycznych obiektów występujących na drodze fali radiowej propagującej między antenami tych stacji. Najbardziej popularne i najczęściej stosowane w radiokomunikacji matematyczne modele kanałów radiowych wyróżniają dwa rodzaje zaników. Pierwszy z nich, to tak zwany zanik wolny, przedstawiany w postaci zmiany średniej wartości amplitudy sygnału nośnego w funkcji odległości między nadajnikiem i odbiornikiem. Drugi rodzaj zaniku wielodrogowego to zanik szybki, opisywany za pomocą chwilowych fluktuacji amplitudy sygnału nośnego wokół określonej wartości średniej. W przypadku częstotliwości większych od kilkuset megaherców powszechnie stosowanym stochastycznym modelem matematycznym uwzględniającym zjawisko wielodrogowości jest model Clarka [clar_68]. Pozwala on na wyznaczenie prawdopodobieństwa wystąpienia zaniku o zadanej głębokości. W modelu Clarka zakłada się, że sygnał na wejściu odbiornika jest superpozycją bardzo dużej liczby fal płaskich o mniej więcej jednakowych amplitudach i całkowicie przypadkowych fazach, opisywanych równomiernym rozkładem prawdopodobieństwa. Przy czym przyjmuje się, że zarówno amplitudy, jak i fazy poszczególnych składowych fal płaskich są niezależnymi zmiennymi losowymi [clar_68] [rapp_02]. Wówczas można wykazać, że prawdopodobieństwo wystąpienia na wejściu odbiornika sygnału o zadanej amplitudzie r jest opisane rozkładem Rayleigha:  r2  r f (r ) = 2 exp  −  (3.1) 2  σ  2σ  gdzie: r to amplituda, a 2σ 2 – moc średnia sygnału na wejściu odbiornika..

(36) 36. MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. Z propagacją wielodrogową możemy mieć również do czynienia w sytuacji, gdy między antenami nadajnika i odbiornika występuje bezpośrednia widoczność. Wówczas, w oprócz bardzo wielu fal płaskich o mniej więcej jednakowych amplitudach, do odbiornika dociera także fala bezpośrednia o zdecydowanie większej amplitudzie A . Wówczas prawdopodobieństwo wystąpienia na wejściu odbiornika sygnału o zadanej amplitudzie r jest opisywane rozkładem Rice’a:  r  r 2 + A 2   Ar  dla A ≥ 0 i r ≥ 0 exp  −  I 0  2   2 2 σ 2 σ σ      f (r ) =  (3.2)  0 dla r < 0   gdzie: A jest amplitudą fali bezpośredniej, a I 0 (• ) – zmodyfikowaną funkcją Bessela pierwszego rodzaju i zerowego rzędu. Modele kanału radiowego z zanikami wielodrogowymi typu Rayleigha – wzór (3.1) i Rice’a – wzór (3.2) są wprawdzie użyteczne w projektowaniu systemów radiokomunikacyjnych, jednakże nie dostarczają one informacji na temat postaci i zmian w czasie funkcji przenoszenia kanału, spowodowanych przemieszczaniem się nadajnika i odbiornika lub ruchem obiektów znajdujących się na drodze propagacji. W systemach łączności ruchomej funkcja przenoszenia kanału jest funkcją czasu, gdyż wraz ze zmianą położenia nadajnika i odbiornika zmienia się również sposób propagacji fal radiowych, co przez odbiornik postrzegane jest w zmianach amplitudy i fazy sygnału nośnego. Skoro postać funkcji przenoszenia kanału jest powiązana ze zmianami wzajemnego położenia stacji radiowych oraz powierzchni odbijających i rozpraszających fale radiowe, to można mówić o równoważność charakterystyk czasowych i przestrzennych kanału z zanikami wielodrogowymi [skla_97]. W wielu systemach radiokomunikacyjnych statystyczny opis zjawiska zaników wielodrogowych szybkich jest niewystarczający. Zagadnienia takie, jak korekcja funkcji przenoszenia kanału, w tym w szczególności predykcja stanu kanału radiowego w czasie, wymagają znajomości mechanizmów, pozwalających na określenie przestrzennych i czasowych zmian funkcji przenoszenia kanału radiowego. W przypadku sieci bezprzewodowych, pracujących z wieloma przepływnościami, informacje o czasowych charakterystykach procesu dotyczącego zaników szybkich mogą okazać się bardzo ważne z punktu widzenia oceny wydajności algorytmów doboru optymalnej konfiguracji stacji. Charakter wahań poziomu mocy sygnału radiowego, wynikający ze zmiany położenia stacji ruchomej lub ruchliwości obiektów znajdujących się w otoczeniu stacji stałej można zamodelować, na przykład, za pomocą dopplerowskiej funkcji rozproszenia częstotliwości [gans_72], [jake_94], której odwrotna transformata Fouriera definiuje funkcję autokorelacji amplitudy odpowiedzi kanału na wymuszenie sinusoidalne..

(37) MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. 37. Kształt funkcji Dopplera określa szybkość zmian amplitudy sygnału w kanale radiowym i zależy od środowiska radiokomunikacyjnego, w którym pracuje dana stacja WLAN. Najlepiej opracowanym w literaturze przykładem dopplerowskiego rozpraszania częstotliwości jest rozpraszanie opisane modelem Jakesa [gans_72], [jake_94]. Model ten zakłada, że stacja odbiorcza porusza się w otoczeniu nieruchomych powierzchni odbijających i rozpraszających fale radiowe. Dla ustalenia uwagi rozważymy model Jakesa odnoszący się do przypadku dwuwymiarowego systemu łączności bezprzewodowej, pracującego w terenie zurbanizowanym, gdy stacja odbiorcza, poruszająca się z maksymalną szybkością v [m/s] znajduje się na zewnątrz budynku. Wówczas funkcja rozpraszająca jest opisana następującym wzorem [gans_72]: 1 S( f ) = 2  f  (3.3) π f d 1 −    fd  gdzie: f jest częstotliwością nośnej, a f d – maksymalną częstotliwością widma dopplerowskiego równą: fd =. v. λ. (3.4). zaś λ to długość fali [m] odpowiadająca częstotliwość nośnej f . Związana z dopplerowskim rozpraszaniem częstotliwości unormowana funkcja autokorelacji wyraża się wzorem [clar_68]: s (τ ) = J 0 (2π f dτ ). (3.5). gdzie: τ – odstęp czasu między kolejnymi próbkami sygnału, J 0 – funkcja Bessela pierwszego rodzaju, zerowego rzędu. Kształt funkcji rozpraszania dopplerowskiego S ( f ) , określonego wzorem (3.3), przedstawiono na rysunku 3.1, natomiast wykres funkcji autokorelacji s (τ ) na rysunku 3.2..

(38) MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. 1,2. 1,2. widmo Jakesa. 1. widmo płaskie. 1. 0,8. widmo IEEE TGn. 0,6. 0,8. 0,4 0,6. 0,2 0. 0,4 widmo Jakesa. -0,2. 0,2. widmo IEEE TGn. -7. -2. 3. 200. 400. 600. 800. 1000. -0,4. 0 -12. 0. funckcja autokorelacji. 38. 8. -0,6. f[Hz]. czas [ms]. Rys. 3.1. Funkcje rozpraszania dopplerowskiego w modelach Jakesa i IEEE TGn. Rys. 3.2. Unormowane funkcje autokorelacji zaniku szybkiego dla różnych funkcji rozpraszania dopplerowskiego i fd =10 Hz W tym miejscu należy wyraźnie zaznaczyć, że przypadku, gdy stacja ruchoma porusza się nie na zewnątrz lecz wewnątrz budynku, to model (3.3), zakładający jedynie dwuwymiarowe rozlokowanie powierzchni rozpraszających nie odzwierciedla dobrze wyników pomiarów uzyskanych na drodze eksperymentalnej [clar_97]. Bowiem, gdy stacja odbiorcza porusza się wewnątrz budynku, to powierzchnie rozpraszające nie tworzą już dwuwymiarowego pierścienia, lecz są rozmieszczone w trzech wymiarach. Wynikiem takiego rozmieszczenia powierzchni rozpraszających jest prostokątny kształt funkcji dopplerowskiego rozpraszania częstotliwości [clar_97] o maksymalnej częstotliwości opisanej wzorem (3.4), a kształt unormowanej funkcji autokorelacji jest określony wzorem:. s(τ ) = sinc(2π f dτ ). (3.6). Wprawdzie przy obecnych zastosowaniach sieci standardu IEEE 802.11, głównie dla potrzeb łączności stałej i nomadycznej, użyteczność tego modelu jest dość mocno ograniczona, to jednak wraz z rozwojem nowych zastosowań sieci bezprzewodowych znaczenie modelu Jakesa może ulec zwiększeniu, w tym w szczególności dla sieci zgodnych ze standardem IEEE 802.11 p. Poza tym wydaje się, że zakres zastosowań modelu Jakesa będzie rósł wraz ze wzrostem popularności terminali typu PDA, wyposażonych w interfejsy sieci bezprzewodowych IEEE 802.11. Obecnie, jak już wspomniano wcześniej, typowym zastosowaniem sieci WLAN jest scenariusz nomadyczny, w którym podczas trwania połączenia, znajdująca się wewnątrz budynku, stacja abonencka WLAN pozostaje nieruchoma, a co najwyżej poruszają się obiekty znajdujące się w jej bezpośrednim otoczeniu..

(39) MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. 39. Na drodze licznych eksperymentów empirycznych dowiedziono, że kształt funkcji rozpraszania dopplerowskiego, odpowiadający charakterystykom procesów zanikowych w rzeczywistych systemach łączności nomadycznej dobrze opisuje model IEEE TGn [erce_04], [pahl_05]: 1 S( f ) = 2  f  (3.7) 1 + 9    fd . Natomiast funkcja autokorelacji sygnału przyjmuje postać:  2π f d  πf s (τ ) = d exp  − τ  3 3  . (3.8). Wartość częstotliwości f d , wyrażona wzorem (3.4), jest związana z maksymalną szybkością przemieszczania się obiektów w otoczeniu stacji abonenckiej. W typowych systemach łączności nomadycznej szybkość ta jest szacowana na około 1,2 km/h, co potwierdzają liczne prace o charakterze eksperymentalnym [hash_94], [howa_90], w których wartość f d jest szacowana na 6 Hz dla częstotliwości nośnej 5,25 GHz oraz na około 3 Hz dla 2,4 GHz. Kształt funkcji dopplerowskiego rozpraszania częstotliwości ma decydujący wpływ na charakterystyki czasowe zaniku wielodrogowego. Funkcja ta decyduje bowiem o kształcie funkcji autokorelacji sygnału. Wykresy funkcji autokorelacji dla różnych funkcji rozpraszania dopplerowskiego i zadanej wartości f d = 10 Hz przedstawiono na rysunku 3.2. W dziedzinie czasu szybkość zmian właściwości transmisyjnych kanału radiowego określa się dość często za pomocą, tzw. czas koherencji kanału, który w przybliżeniu stanowi odwrotność maksymalnej częstotliwości widma dopplerowskiego. Istnieje kilka definicji czasu koherencji. Według jednej z popularniejszych, jest to czas, po którym funkcja autokorelacji s (τ ) procesu zanikowego osiąga wartość 0,5 [rapp_02]. A zatem można uznać, że jest to czas, w którym kanał nie zmienia swoich właściwości transmisyjnych, tzn. pozostaje stacjonarny. Wówczas czas koherencji takiego kanału można wyznaczyć ze wzoru: T0 ≈. 0,5 λ = fd 2v. (3.9).

(40) 40. MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. Tabela 3.1. Scenariusze oceny algorytmów doboru optymalnego trybu pracy stacji abonenckiej Funkcja dopplerowskiego rozpraszania częstotliwości. Funkcja autokorelacji. Maksymalna szybkość stacji lub obiektów przemieszczających się w ich otoczeniu. Model IEEE TGn Scenariusz 1 Łączność nomadyczna we wnętrzu budynku. S( f ) =. 1  f  1 + 9    fd . 2. s (τ ) =.  2π f d  τ  exp  − 3 3  . π fd. 1,2 km/h. Model oparty na prostokątnej funkcji rozpraszania Dopplera Scenariusz 2 Łączność ruchoma we wnętrzu budynku.  1 dla f < f d  S ( f ) =  2 fd  0 dla f > f d . 9 km/h. s(τ ) = sinc(2π f dτ ). Model Jakesa Scenariusz 3 Łączność ruchoma na wolnym powietrzu. S( f ) =. 1  f . π f d 1 −    fd . 2. s(τ ) = J 0 (2π f dτ ). 50 km/h. Na zakończenie rozważań, dotyczących modeli matematycznych środowisk radiokomunikacyjnych, w których pracują współczesne sieci WLAN, w tabeli 3.1 przedstawiono trzy najważniejsze scenariusze badań symulacyjnych. Dla tak zdefiniowanych scenariuszy w rozprawie przeprowadzono szereg eksperymentów symulacyjnych, których celem była ocena przydatności różnych – zarówno znanych z literatury, jak i zaproponowanych w rozprawie – algorytmów wyboru optymalnego trybu pracy stacji abonenckiej w sieci WLAN standardu IEEE 802.11..

(41) MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. 41. 3.2. Zmodyfikowany w aspekcie łączności nomadycznej i ruchomej symulator NS-2 sieci WLAN standardu IEEE 802.11 Dla potrzeb niniejszej rozprawy doktorskiej, jako referencyjny interfejs bezprzewodowy poddanej badaniom symulacyjnym sieci WLAN standardu IEEE 802.11 wybrano kartę 3COM 3CRPAG175 11a/b/g opartą na układzie Atheros [athe_03]. O wyborze tej właśnie karty zadecydowała jej duża popularność wśród zarówno projektantów, jak i użytkowników współczesnych sieci WLAN. Rozszerzając możliwości funkcjonalne symulatora NS-2 zdecydowano się na implementację tylko tych przepływności, które standard IEEE 802.11 definiuje jako obligatoryjne, tj. 1, 2, 5,5, 6, 9, 11, 12, 18, 24, 36, 48, 54 Mbit/s. Wszystkie przepływności opcjonalne zostały pominięte. Najważniejsza modyfikacja polegała na implementacji w symulatorze NS-2 nowej metody wyznaczania ramkowej stopy błędów. Nowa metoda obliczania ramkowej stopy błędów uwzględniała typ modulacji i kodowania korekcyjnego stosowany przez stacje abonenckie w czasie transmisji określonej ilości danych. Przy wyznaczaniu ramkowej stopy błędów założono, że podczas transmisji jednej ramki funkcja przenoszenia kanału radiowego nie ulega zmianom, co pozwalało przyjąć, że detekcja sygnału nośnego odbywa się jedynie w obecności szumu gaussowskiego. Powyższe założenie zostało oparte na wzorze (3.9), określającym czas koherencji kanału. Dla scenariusza 3 wartość czasu koherencji kanału obliczona ze wzoru (3.9) dla maksymalnej szybkości przemieszczania się stacji abonenckiej wynoszącej 50 km/h oraz częstotliwości 2,4 GHz, wynosi około 4,5 ms. Tym samym przy przyjęciu najbardziej niekorzystnego wariantu transmisji, tj. przesłanie z przepływnością 1 Mbit/s ramki o maksymalnej, dozwolonej przez standard, długości 2200 bajtów, trwałoby około 17,6 ms. A to oznacza, że przy założeniu braku zmian funkcji przenoszenia kanału radiowego podczas transmisji jednej ramki, nie byłaby możliwa symulacja scenariusza 3 dla przepływności 1 i 2 Mbit/s. Założenie o stacjonarności kanału w tym scenariuszu jest dopiero spełnione dla przepływności 5,5 Mbit/s, przy której maksymalny czas transmisji ramki wynosi 3,2 ms. W związku z powyższym z symulacji sieci WLAN dla scenariusza 3, odnoszącego się do systemu łączności ruchomej na wolnym powietrzu, usunięte zostały tryby pracy stacji z przepływnością 1 i 2 Mbit/s. Szum na wejściu odbiornika modelowano jako sumę szumu termicznego odbiornika i zakłóceń interferencyjnych, pochodzących od innych stacji bezprzewodowych [xiuc_04]. Zakładano, że sygnały generowane przez stacje zakłócające nie były ze sobą skorelowane. W tych trybach pracy stacji, które nie korzystały z kodowania splotowego przyjęto, że kolejne bity tworzące ramkę były dekodowane niezależnie od siebie, co nie uwzględniło zysku wynikającego z zastosowania w procesie detekcji korektorów z decyzyjnym sprzężeniem zwrotnym DFE (Decision Feedback Equalizer)..

(42) 42. MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. Po uwzględnieniu powyższych założeń prawdopodobieństwo błędnego odbioru ramki na wyjściu odbiornika wyznaczono ze wzoru opartego na schemacie Bernouliego dla poszczególnych komponentów ramki:. [. FER = 1− (1 − PBER _ PRE ) PRE (1 − PBER _ PLCP ) PLCP (1 − PBER _ DATA ) DATA L. L. L. ]. (3.10). gdzie: PBER _ PRE – prawdopodobieństwo błędu pojedynczego bitu w preambule ramki,. LPRE – liczba bitów preambuły, PBER _ PLCP – prawdopodobieństwo błędu pojedynczego bitu w nagłówku PLCP ramki, LPLCP – liczba bitów w nagłówku PLCP,. PBER _ DATA – prawdopodobieństwo błędu pojedynczego bitu danych, LDATA – liczba bitów danych. Dla konfiguracji opartych na technice OFDM przyjęto założenie o braku interferencji ICI (InterCarrier Interference) między podnośnymi. W konfiguracjach tych z uwagi na występowanie kodowania splotowego ramkową stopę błędów określono na podstawie zależności:. [. ]. FER = 1− (1 − PBER _ PRE ) PRE (1 − PBER _ PLCP ) PLCP (1 − FERDATA ) L. L. (3.11). gdzie FERDATA – prawdopodobieństwo błędu pola danych ramki, obliczone ze wzoru (2.11). Ponadto przy wyznaczaniu zależności bitowej stopy błędów BER w funkcji Eb N 0 skorzystano ze wzorów teoretycznych, zamieszczonych w tabelach 2.1 i 2.3. W trybach pracy stacji abonenckich nie korzystających z techniki OFDM wartość Eb N 0 w powiązaniu ze stosunkiem mocy sygnału odbieranego do mocy szumów termicznych i interferencyjnych C N wyznaczono na podstawie wzoru:. Eb B C = GC W ⋅ N0 Rb ⋅ n f N. (3.12). gdzie: C N – stosunek mocy średniej sygnału nośnej do mocy szumów w całym paśmie toru przeddetekcyjnego, BW – szerokość pasma toru przeddetekcyjnego odbiornika,. GC – zysk przetwarzania związany z rozpraszaniem widma, Rb – szybkość transmisji danych w warstwie fizycznej,. n f – współczynnik szumów odbiornika, który przyjęto równy 10..

(43) MODEL SYMULACYJNY SIECI WLAN ZE STACJAMI PRACUJĄCYMI Z WIELOMA PRZEPŁYWNOŚCIAMI. 43. W trybach korzystających z OFDM związek między C N a Eb N 0 wyrażał się zależnością [ho_03]:. Eb 1  TS N FFT 1  C =  ⋅ N 0 n f  TFFT N ST N BPSC RC  N. (3.13). gdzie: N FFT – rozmiar transformaty Fouriera, równy 64,. N ST – liczba nośnych wykorzystywanych do transmisji danych, równa 48, RC – współczynnik sprawności kodu splotowego, TS – czas trwania symbolu OFDM, równy 4 µs, TFFT – czas ortogonalności, równy 3,2 µs, N BPSC – liczba bitów przypadających na symbol kodowy danej podnośnej. W stosunku do implementacji protokołu MAC, wbudowanej w symulator NS-2, zmieniono również sposób generowania ramek potwierdzeń ACK, pozwalający na lepsze odzwierciedlenie rzeczywistości. Oryginalny protokół MAC zaimplementowany w NS-2 pozwalał na przesyłanie ramek ACK tylko z przepływnością 1 Mbit/s. W nowej, autorskiej implementacji zastosowano zgodną ze standardem metodę generowania ramek ACK z przepływnością odpowiadającą przepływności potwierdzanej ramki lub dowolną niższą z podstawowego zestawu przepływności obsługiwanych w danym ESS (Extended Service Set). Ponieważ podczas pracy sieci bezprzewodowej w standardzie IEEE 802.11b/g interfejsy bezprzewodowe mogą pracować z długim oraz krótkim nagłówkiem, a także z nagłówkiem typu ERP-OFDM, zatem, aby poprawnie symulować każdą z tych trzech możliwości, wprowadzono odpowiednie zmiany w skryptach symulatora NS-2. Symulację systemów łączności nomadycznej i ruchomej w środowiskach radiokomunikacyjnych przedstawionych w tabeli 3.1 zrealizowano za pomocą zmodyfikowanego modelu propagacyjnego kanału radiowego, który opisano i zaimplementowano w pracy [punn_00]. Model składał się z dwóch komponentów: deterministycznego – opisującego zanik wolny i pseudolosowego – opisującego zanik wielodrogowy. W przypadku zastosowanego w symulatorze modelu, zmiany średniego poziomu sygnału, wynikające ze zmiany odległości między nadajnikiem i odbiornikiem, opisano modelem dwupromieniowym [rapp_02]:.  Pt Gt Gr λ2  2 Pr =  4πd 2 2  Pt Gt Gr ht hr  d4. dla d < dla d ≥. 4πht hr. λ. 4πht hr. λ. (3.14).