KOMPENSACYJNY UKŁAD WYTWARZANIA PROGU KOMPARACJI DLA ŚWIATŁOWODOWYCH SYSTEMÓW PAKIETOWYCH

(1)

2004

Poznańskie Warsztaty Telekomunikacyjne Poznań 9 - 10 grudnia 2004 Łukasz Śliwczyński, Przemysław Krehlik,

Marcin Lipiński, Andrzej Wolczko

Akademia Górniczo – Hutnicza, Katedra Elektroniki al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków

e-mail: sliwczyn@galaxy.uci.agh.edu.pl krehlik@galaxy.uci.agh.edu.pl

KOMPENSACYJNY UKŁAD WYTWARZANIA PROGU KOMPARACJI DLA ŚWIATŁOWODOWYCH SYSTEMÓW PAKIETOWYCH

Streszczenie: W artykule przedstawiono krótki przegląd światłowodowych odbiorników przeznaczonych do syste- mów z transmisją pakietową. Przedyskutowano problemy pojawiające się przy konstruowaniu układów wytwarzania progu komparacji w oparciu o klasyczne detektory szczy- towe. Na koniec przedstawiono nowe rozwiązanie szybkiego detektora wartości szczytowej wraz z wynikami pomiarów wykonanego prototypu.

1. WSTĘP

Odbieranie danych w dalekosiężnym cyfrowych łą- czu transmisyjnym jest ze swej natury procesem analo- gowym. Wynika to między innymi stąd, że amplituda sygnału na wejściu odbiornika nie jest z góry znana, gdyż zależy od poziomu tłumienia wnoszonego przez tor transmisyjny (czyli od odległości nadajnik – odbiornik).

Przekształcenie odbieranego sygnału do postaci cyfrowej wymaga więc dokonania na pewnym etapie komparacji z pewną wartością progową, dobraną w taki sposób, aby zapewnić najmniejszą stopę błędów (BER, ang. Bit Er- ror Rate).

W większości standardowych światłowodowych łą- czy transmisyjnych jest wykorzystywany ciągły sposób przesyłania danych cyfrowych, przy czym najczęściej można przyjąć, że prawdopodobieństwo nadania „0” i

„1” są równe. Dzięki temu jest możliwe wytwarzanie progu komparacji w odbiorniku na drodze dolnoprzepu- stowej filtracji (uśredniania) odbieranego sygnału.

W ostatnich latach sporo prac w zakresie transmisji światłowodowej jest poświęcanych pasywnym syste- mom wielodostępowym (PON, ang. Passive Optical Network), w których dane w kierunku „upstream” są transmitowane w formie pakietów (ang. burst) [1], [2].

Dla tego typu systemów, pracujących z przepływno- ściami 155 Mbit/s÷2488 Mbit/s zostały też opracowane normatywne zalecenia ITU [3], [4].

Ze względu na pakietowy sposób transmisji w systemach typu PON nie jest możliwe wytworzenie progu komparacji przez proste uśrednienie odbieranego sy- gnału. Dodatkowym utrudnieniem jest to, że ze względu na różną odległość pomiędzy poszczególnymi węzłami sieci każdy z odbieranych pakietów może mieć różną amplitudę. W związku z tym wytworzenie odpowiedniej wartości progu komparacji wymaga dokonania detekcji szczytowej odbieranego sygnału.

Niniejszy artykuł jest poświęcony niektórym zagad- nieniom związanym z konstrukcją odbiorników dla sieci typu PON. Przedstawione w nim zostanie własne roz- wiązanie szybkiego detektora wartości szczytowej.

2. ODBIORNIKI DLA SIECI TYPU PON W literaturze można spotkać dwa zasadnicze rozwią- zania odbiorników dla światłowodowych sieci pakietowych, różniące się sposobem włączenia detektora szczytowego. W pierwszym układzie (Rys. 1) detektor szczytowy jest włączony w obwód sprzężenia zwrotnego wzmacniacza transimpedancyjnego [5], [6]. Doprowa-

dzenie do układu impulsu optycznego spowoduje ustale- nie się na wyjściach napięć U_O⁺ =U_DC+I_DR 2 i

2 R I U

U_O⁻= _DC− _D , gdzie U_DC jest napięciem suma- cyjnym wzmacniacza. Jednocześnie na wyjściu detektora szczytowego zostanie „zapamiętane” napięcie

2 R I U

U_T = _DC+ _D . Po zaniku impulsu optycznego prąd I maleje do zera, natomiast napięcie _D U pozo-_T staje bez zmiany. W tych warunkach można układ wi- dzieć jako zwykły wtórnik z napięciem U na wejściu,_T więc napięcia na wyjściach wzmacniacza będą wynosić:

2 R I U

U_O⁺= _DC− _D oraz U_O⁻ =U_DC+I_DR 2. Układ pracuje więc w taki sposób, że pod wpływem zmian mocy optycznej doprowadzonej do fotodiody zmienia się tyko składowa różnicowa na wyjściu, przy czym amplituda otrzymywanego sygnału wynosi U_O=I_DR. Po-

UCC

−

UO +

UO

+ -

detektor szczytowy

do komparatora

UT ID

R

Rys. 1. Odbiornik pakietowy z detektorem szczytowym w pętli sprzężenia zwrotnego.

(2)

wyższa analiza jest słuszna przy założeniu dużego wzmocnienia wzmacniacza.

Jeśli moc optyczna dla niskiej wartości sygnału jest różna od zera, to amplituda otrzymywana na wyjściu jest różna dla „zera” i „jedynki” i wynosi odpowiednio:

(

^I ^I

)

^R

U_O₀= _D₁− _D₀ oraz U_O₁=I_D₁R. Zjawisko to jest niekorzystne, gdyż zmniejsza stosunek sygnał/szum (S/N) dla detekcji „zera”, pogarszając w konsekwencji BER. Ponadto zaburzeniu ulegnie współczynnik wypeł- nienia impulsów jeśli czasy narastania i opadania sy- gnału są znaczące. Dla uniknięcia tych niekorzystnych efektów można układ rozbudować o detektor szczytowy mierzący napięcie w stanie niskim i wykorzystać ten sygnał w celu zrównania w pętli sprzężenia zwrotnego amplitudy dla „zera” i „jedynki” [7]. Można też stoso- wać nadajniki światłowodowe o wysokiej ekstynkcji [8].

Opisany układ podstawowy (Rys. 1) jest zasadniczo układem z podwójna pętlą sprzężenia zwrotnego. Jedna pętla obejmuje wzmacniacz wraz z rezystancją R i detektorem szczytowym, tworząc w całości wzmacniacz transimpedancyjny. Druga pętla jest „ukryta” wewnątrz detektora szczytowego (Rys. 2). Ze względu na to, że detektor szczytowy powinien pracować z sygnałami o wartości pojedynczych miliwoltów (przy założeniu czu- łości układu na poziomie –30 dBm oraz transimpedancji

rzędu kiloomów) jest konieczne użycie sprzężenia zwrotnego do skompensowania spadku napięcia na dio- dzie oraz złączu baza-emiter tranzystora. W układzie tym tranzystor pełni rolę bufora prądowego, zmniejsza- jąc prąd rozładowania kondensatora pamiętającego w fazie, gdy napięcie na wejściu detektora jest w stanie niskim.

Z powyższym układem jest związanych kilka pro- blemów realizacyjnych. Po pierwsze, aby cały układ pracował poprawnie odpowiedź detektora na pobudzenie impulsowe musi być znacznie szybsza lub znacznie wolniejsza niż wzmacniacza transimpedancyjnego. W przeciwnym przypadku w układzie będą występowały przeregulowania, związane z ustalaniem się napięcia na wyjściu detektora szczytowego. Po drugie, odpowiedź samego układu detektora szczytowego musi być wolna od jakichkolwiek przeregulowań, gdyż doprowadzi to do poważnego przekłamania mierzonej wartości szczytowej. Ponadto dla skompensowania błędu na wyjściu spowodowanego przez obecność dwóch złącz w pętli sprzężenia zwrotnego (~1.4 V) konieczne jest wzmoc- nienie rzędu co najmniej kilkaset razy. Zwarzywszy na fakt, że napięcie na wyjściu detektora powinno się usta- lić w czasie rzędu 1 ns, praktyczna realizacja takiego wzmacniacza z precyzyjnie kontrolowaną charakterysty- ką amplitudowo-fazową może być bardzo trudna. (W praktyce układy odbiorcze zrealizowane według powyż-

szego schematu wymagały strojenia). Jeśli detektor szczytowy będzie wnosił pewien błąd, wtedy wystąpi podobne zjawisko jak w przypadku niezerowej wartości odbieranej mocy optycznej w stanie niskim: wartość S/N dla jednego z symboli (w zależności od znakubłędu) będzie pomniejszona, pogarszając wynikową stopę błę- dów łącza.

Drugi ze spotykanych w literaturze [9], [10] układów odbiorników dla światłowodowych łączy z transmisją pakietową to układ, w którym detektor szczytowy nie jest objęty wspólna pętlą sprzężenia zwrotnego ze wzmacniaczem transimpedancyjnym (Rys. 3). W ukła-

dzie tym wartość progowa dla komparacji jest wytwa- rzana na podstawie sygnałów z dwóch detektorów szczytowych, przy czym jeden z nich mierzy wartość maksymalną a drugi minimalną. W klasycznym rozwią- zaniu detektory są zbudowane wg schematu z Rys. 2 i nadal wykorzystują sprzężenie zwrotne do kompensacji napięcia na przewodzącym złączu. (Detektor wartości minimalnej można otrzymać odwracając kierunek prze- wodzenia diody w układzie z Rys. 2.)

Suma napięć z detektorów szczytowych podzielona przez dwa tworzy pożądaną wartość progową. Jest ona doprowadzona do jednego z wejść komparatora, którego drugie wejście jest sterowane wprost przez sygnał ze wzmacniacza transimpedancyjnego.

W tego typu odbiornikach można nałożyć nieco mniejsze wymagania na szybkość odpowiedzi detekto- rów szczytowych, gdyż ze względu na prostszą strukturę toru sprzężenia zwrotnego nie może tutaj dojść do przeregulowania na wyjściu układu. Zastosowanie dwóch detektorów szczytowych pozwala na poprawną pracę układu niezależnie od poziomu odbieranej mocy optycznej w stanie niskim. Ponadto jest możliwa taka modyfi- kacja układu podstawowego, w której możliwe jest wykorzystanie komparatorów o stosunkowo dużych napię- ciach niezrównoważenia [9].

Podsumowując można stwierdzić, że w zastosowa- niach do szybkich systemów transmisji pakietowej układ z detektorem szczytowym poza pętlą sprzężenia zwrotnego wykazuje pewną przewagę. Obydwa układy posia- dają też wspólne wady. Wykorzystywane detektory szczytowe muszą charakteryzować się bardzo małym błędem pomiaru napięcia, i to zarówno statycznym (wy- nikającym ze wzmocnienia wzmacniacza), jak również dynamicznym (oznaczającym brak przeregulowania w odpowiedzi impulsowej układu). Dodatkowym utrudnieniem przy konstruowaniu odpowiednich detektorów jest fakt niesymetrii charakterystyk tranzystorów typu N i P (zarówno bipolarnych jak i MOS). Oznacza to, że błędy +

-

C D

T we

wy UCC

Rys. 2. Detektor szczytowy dla sygnału dodatniego.

UCC

- +

komparator

ID

R

- +

÷÷÷÷2 +

+

Rys. 3. Odbiornik pakietowy z detektorem szczytowym poza pętlą sprzężenia zwrotnego.

(3)

wnoszone przez detektory wartości maksymalnej i minimalnej nie będą się w praktyce znosić.

Należy też wspomnieć, że sygnał otrzymywany z konwencjonalnego detektora szczytowego obarczony jest pewnym błędem, wynikającym z obecności szumu na jego wejściu. Zakładając, że szum opisywany jest normalną funkcją gęstości prawdopodobieństwa należało by oczekiwać, że w idealnym detektorze wartości szczytowej sygnał na wyjściu powinien z czasem dążyć do nieskończoności. W praktyce tak oczywiście nie jest i powstaje pewien błąd pomiaru, charakteryzujący się swoim własnym rozkładem prawdopodobieństwa. Ana- liza teoretyczna tego zagadnienia jest dosyć skompliko- wana a otrzymane rezultaty niepewne [11], gdyż wartość błędu w praktyce istotnie zależy od wielu czynników, jak właściwości spektralne i rozkładu prawdopodobieństwa szumu, kształt nieliniowości charakterystyki diody, czy też sposób i szybkość rozładowywania kondensatora pamiętającego w trakcie trwania „zer”.

Charakterystyczną cechą opisanych powyżej ukła- dów jest też konieczność kasowania detektorów szczytowych po zakończeniu zakończenie odbioru bieżącego pakietu danych. Bez tego jeśli kolejny odbierany pakiet miałby niższą amplitudę, wtedy nie zostałby w ogóle zauważony przez odbiornik.

3. KONCEPCJA UKŁADU KOMPENSACYJNEGO Ze względu na problemy naszkicowane w poprzednim rozdziale postanowiono poszukać takiego rozwiąza- nia odbiornika pakietowego, które przynajmniej czę- ściowo było by od nich wolne. Ponieważ niektóre z problemów są związane z nieliniowym sprzężeniem zwrotnym występującym w obrębie detektora wartości szczytowej założono, że zostanie wykorzystany taki detektor, w którym sprzężenie zwrotne nie będzie wy- stępowało. Takie podejście do zagadnienia nakłada znacznie mniejsze ograniczenia na charakterystyki impulsowe układów wykorzystywanych w odbiorniku. Jest to szczególnie istotne w przypadku bardzo szybkich układów elektronicznych, w których istotną rolę odgry- wają trudne do kontrolowania elementy pasożytnicze.

Rezygnacja ze sprzężenia zwrotnego w układzie detektora oznacza jednakże wprowadzenie błędu do pomiaru wartości szczytowej. W związku z tym kompletny układ wytwarzania progu komparacji oprócz samego detektora szczytowego musi zawierać odpowiedni układ kompensujący wprowadzony błąd. Wyjście takiego układu jest więc z definicji różnicowe.

Teoretycznie można zaproponować wykorzystanie jako detektora szczytowego najprostszego układu, w którym kondensator pamiętający jest ładowany przez diodę (Rys. 4a). Powstający podczas pomiaru błąd

mógłby być kompensowany na przykład przy pomocy drugiego podobnego układu, który nie byłby już wykorzystywany jako detektor (U₀ oznacza tutaj wartość sygnału dla stanu niskiego). Do pomyślenia jest też kompensacja odbywająca się w oparciu o algorytm zre- alizowany w sposób cyfrowy. W praktyce taki prosty układ nie daje jednakże zadowalających rezultatów przy pomiarze przebiegów zmodulowanych cyfrowo. Sygnał na jego wyjściu zależy w nieliniowy sposób od amplitudy wejściowej i ustala się bardzo powoli, co wynika z coraz mniejszej wartości napięcia polaryzującego diodę w czasie trwania kolejnych „jedynek” (czyli ze wzrostu rezystancji dynamicznej diody wraz ze wzrastającą licz- bą odebranych bitów). Sytuacja może być nieco popra- wiona przez wstępną polaryzację diody małym prądem (Rys. 4b), niemniej jednak układ nadaje się w zasadzie tylko do wyznaczania wartości szczytowej przebiegów periodycznych [12], gdyż napięcie na jego wyjściu zna- cząco zależy od współczynnika wypełnienia przebiegu wejściowego. Ponadto stały prąd polaryzujący rozłado- wuje kondensator pamiętający gdy sygnał na wejściu detektora jest niski, co będzie powodem znaczących fluktuacji tak otrzymanego przebiegu w warunkach pomiaru sygnałów cyfrowych.

Aby zmniejszyć czas ładowania kondensatora pa- miętającego należało by zmniejszyć rezystancję diody.

Prowadzi to do pomysłu „synchronicznego” detektora szczytowego, w którym kluczowane źródło prądowe polaryzuje diodę na krótko w czasie pomiaru, jest zaś wyłączane w trakcie fazy pamiętania dla zminimalizo- wania fluktuacji sygnału wyjściowego (Rys. 4c). Istotną cecha takiego podejścia jest możliwość pomiaru napięć o teoretycznie dowolnie małej wartości, czego nie zapew- niają ani detektory ze sprzężeniem zwrotnym (Rys. 2), ani też układy z Rys. 4a i b.

Praktyczna realizacja szczytowego detektora kompensacyjnego jest przedstawiona na Rys. 5a. Elementy w ramce po prawej stronie rysunku (oznaczone przez ‘) tworzą układ kompensujący błąd pomiaru. Użyte w nim elementy powinny być takie same jak w części z lewej strony schematu. Zamiast diody D użyto tutaj złącza baza-emiter tranzystora T₂, natomiast klucz prądowy

4 3/T

T wykorzystano dodatkowo do skuteczniejszego zatykania tranzystora T₂ w fazie pamiętania.

Przebiegi obrazujące pracę układu są przedstawione na Rys. 5b. W fazie pamiętania tranzystor T₂ jest zatka- ny, gdyż prąd ze źródła IB płynie wtedy przez lewy tranzystor klucza prądowego, wytwarzając spadek na- pięcia na rezystorze R_B. To dodatkowo obniża potencjał

C

we D wy

(a)

C

we D wy

(b) IB

C

we D wy

(c) IB

sterowanie układ kompensujący

U0

układ kompensujący

Rys. 4. Warianty detektorów kompensacyjnych. Układ kompensujący jest zawsze identyczny z układem aktywnym, przy czym jest zasilany tylko wartością sygnału dla stanu niskiego.

(4)

bazy tranzystora T₂, skutecznie go zatykając. Samo tylko odłączenie źródła prądu od emitera tego tranzystora nie jest wystarczające, gdyż wtedy będzie występował uprzednio wzmiankowany efekt powolnego doładowy- wania kondensatora. Prąd I_E polaryzujący tranzystor T₁ powinien być większy od prądu I_B tak, aby nie nasycały się tranzystory klucza prądowego.

W momencie zmiany stanu sygnału na wejściu (przejście z „zera” na „jedynkę”) jest generowany krótki impuls przełączający klucz prądowy T₃/T₄. napięcie na bazie tranzystora T₂ wzrasta od wartości początkowej o sumę ∆U_WE+R_BI_B, natomiast przyrost napięcia na kondensatorze pamiętającym jest uzależniony od napię- cia panującego na nim przed chwila pomiaru. Po zakoń- czeniu fazy pomiaru klucz prądowy się przełącza, zaty- kając ponownie tranzystor T₂. Napięcie na jego bazie maleje początkowo o wartość R_BI_B, powracając do swej początkowej wartości po zmianie stanu logicznego na wejściu do „zera”.

Opisany powyżej układ detektora wartości szczytowej można by zaklasyfikować jako pewnego rodzaju specjalny układ próbkująco-pamiętający, w którym ope- racja próbkowania jest wyzwalana narastającymi zbo- czami sygnału. Jeśli zamiast przejść „zero/jeden” użyje- my opadających zboczy sygnału, układ będzie pracował jako detektor wartości minimalnej. Można zauważyć, że detektor wartości minimalnej otrzymujemy zmieniając jedynie sposób sterowania układu a nie jego strukturę, jak to ma miejsce w przypadku klasycznych układów

detektorów szczytowych (Rys. 2).

Detektor szczytowy według naszkicowanej powyżej kon- cepcji może być wykorzystany w odbiorniku do transmisji pakietowej w dwóch różnych trybach. Możliwe jest mierzenie sygnału przy każdej zmianie sygnału z „zera” na „jeden”, albo też pomiar na podstawie początkowych bitów preambuły i zapamiętanie tej wartości na czas trwania całego pakietu. W pierwszym przypadku układ jest podatny na fałszywe wyzwolenia w czasie trwania niskiego poziomu sygnału (co pogarsza BER łącza), w drugim zaś brak jest możli- wości monitorowania zmian poziomu odbieranego sy- gnału w dłuższym horyzoncie czasowym.

Jako zalety układu detektora kompensacyjnego moż- na wymienić: brak rozbudowanych pętli sprzężenia zwrotnego, co czyni go odpowiednim dla szybkich sys- temów transmisyjnych; brak błędu pomiaru spowodowanego przez „zapamiętywanie” słabo zdefiniowanych szczytowych wartości szumu; oraz zdolność do „autoka- sowania” przy zmianie amplitudy odbieranych pakietów danych.

4. OPIS UKŁADU EKSPERYMENTALNEGO

W celach eksperymentalnych został zbudowany układ detektora kompensacyjnego według idei zapre- zentowanej w poprzednim rozdziale. Jego uproszczony schemat jest przedstawiony na Rys. 6. Oprócz fragmentu z Rys. 5a występuje tutaj jeszcze wzmacniacz różnicowy na wyjściu, sprzężony stałoprądowo wejściowy stopień transimpedancyjny oraz układ wyzwalania kluczy prą- dowych. Dodatkowe wtórniki emiterowe T_B/T_B′ i T_T zapewniają separację pomiędzy poszczególnymi czę- ściami układu. Wyjście wzmacniacza transimpedancyjnego jest różnicowe, co pozwala poprzez filtrację dolno- przepustową (elementy R_F₁,R_F₂,C_F) wytworzyć od- powiednią wartość napięcia U₀ dla układu kompensują- cego.

Sterowanie kluczami prądowymi T₃/T₄ oraz T₃′/T₄′ U0

C′

T4

T3

T1

IE _R_B

C we

IB

UCC

T2

T4′ T3′ T1′

IE′ R′B

IB′ UCC

UCC

T2′

UWE

∆

T4 T₃ UC

2

UBT

UWE

sterowanie wy

IC

(a) (b)

B BI R UWE

∆ układ kompensujący

Rys. 5. Praktyczna realizacja szczytowego detektora kompensacyjnego.

UCOMP

U− 2

RT

1

RT

TT 2

RF

CT

C′

1

RF

R′C

RC

C

RI

T1′ RE

T2′

T4

T′3 T⁴′

TB′ R′B

T1 T₂

TB

T3

RB

wy

UCC R

+ -

+

- τ

R′E

R′I

CF

komparator multiwibrator

+ -

U+

Rys. 6. Uproszczony schemat układu eksperymentalnego detektora szczytowego.

(5)

jest zrealizowane w układzie wykrywania zboczy nara- stających, pracującego na zasadzie porównywania przebiegu ze swoją opóźnioną i przesunięta „kopią”. Opóź- nianie jest realizowane przez prosty filtr dolnoprzepu- stowy R_T₁,C_T, natomiast generacja impulsu przełącza- jącego przez szybki komparator i przerzutnik monosta- bilny. Czas trwania generowanych impulsów zmieniano w zakresie 2÷5 ns.

Układ testowy zbudowano w oparciu o dyskretne tranzystory w.cz. (HFA3096B Intersil, fT =8GHz) oraz układy scalone produkcji Maxim (wzmacniacz transimpedancyjny MAX3760), Analog Devices (komparator ADCMP567, wzmacniacz różnicowy AD8130) oraz ON (MC10EL16, MC10EP32).

5. WYNIKI POMIAROWE

Wykorzystywany układ pomiarowy przedstawiono na Rys. 7. Składa się on z dwóch generatorów przebie- gów prostokątnych, przy czym jeden z nich kluczuje przebieg drugiego. Tak otrzymany sygnał steruje laser półprzewodnikowy, pracujący w warunkach polaryzacji podprogowej. Sygnał z lasera jest dzielony w sprzęgaczu kierunkowym na dwie równe części, z których jedna jest opóźniana i tłumiona na odcinku światłowodu o długości 1340 m. Dodatkowo w tą gałąź jest włączony tłumik optyczny. W dalszym ciągu sygnały są sumowane kolej- nym sprzęgaczem, co w efekcie daje ciąg powtarzają-

cych się pakietów przebiegu prostokątnego o amplitudach w stosunku ~9.5 dB. Sygnał ten poprzez regulowa- ny tłumik doprowadzono do odbiornika światłowodowe- go z badanym detektorem. Do rejestracji wyników użyto oscyloskopu Infinium HP54845A.

Rys. 8 przedstawia przebieg sygnału na wyjściu detektora szczytowego oraz przebieg sterujący kluczami prądowymi podczas odbierania pakietów danych o róż- nych amplitudach. Moc średnia pakietu o mniejszej amplitudzie wynosiła –30 dBm. Rys. 8a pokazuje po- czątek pakietu o większej amplitudzie, zaś Rys. 8b po- czątek mniejszego pakietu. Można zauważyć, że sygnał na wyjściu detektora ustala się w czasie trwania poje- dynczego symbolu oraz że po zakończeniu nadawania pakietu o większej amplitudzie nie jest potrzebny impuls kasujący. Stosunek amplitud sygnałów na rysunku wynosi tylko ok. 7 dB ze względu na kompresję odbieranego sygnału przez wzmacniacz transimpedancyjny. Na rysunkach pokazane są też histogramy obrazujące roz- rzut statystyczny mierzonych wartości. Uwzględniając wszelkie artefakty związane z oscylacjami przebiegów wartość S/N jest na poziomie 11 dB dla mniejszego z pakietów oraz 17 dB dla większego.

Rys. 9 przedstawia w powiększeniu (skala pionowa 20 mV/dz) sygnał z wyjścia detektora (górna część) oraz przebieg na bazie tranzystora T₂ (dolna część, skala 200 mV/dz). Można zauważyć dwie charakterystyczne deformacje przebiegu wyjściowego. Są to: przesłuch podczas przełączania kluczy T₃/T₄ oraz przesłuch od sygnału. Obydwa te zniekształcenia są powodem fluktuacji sygnału z detektora, która w ogólności będzie od- powiedzialna za pogorszenie BER. Obydwa zjawiska można zminimalizować modyfikując nieco układ, jed- nakże ze względu na i tak znaczne jego skomplikowanie jak na dyskretny układ w.cz. modyfikacje te nie zostały zrealizowane. Za przesłuch od impulsu próbkującego jest w dużej mierze odpowiedzialny rezystor R_E, który za- stępuje źródło prądowe I_E z Rys. 5. Natomiast prze- słuch od sygnału jest spowodowany przez złączową

badany detektor

oscyloskop HP Infinium 1340 m

~6.7 ns

10÷200 MHz

HP8091A

HP8008A HP54825A

Rys. 7. Schemat układu pomiarowego.

sterowanie kluczy wyjście detektora

(a)

sterowanie kluczy wyjście detektora

(b)

Rys. 8. Początek pakietu o większej amplitudzie (a) oraz o mniejszej amplitudzie (b). Czas trwania bitu 5.75 ns.

baza T2

wyjście

przesłuch od sygnału przesłuch od

próbkowania

Rys. 9. Przesłuchy występujące podczas pracy detektora.

(6)

pojemność baza-emiter zatkanego tranzystora T₂ (war- tość wynikająca z pomiarów to ok. 1 pF). Efekt ten może być praktycznie całkowicie skompensowany sygnałami w przeciwfazie wprowadzonymi do emiterów tranzysto- rów T₂ i T₂′ przez pojemność o takiej samej wartości.

W układzie przeprowadzono też pomiary zależności pomiędzy sygnałem wyjściowym a wejściowym oraz zbadano fluktuacje sygnału na wyjściu. Rys. 10a przedstawia przykład śledzenia napięcia na wejściu detektora przez napięcie wyjściowe. W przerwie pomiędzy pakie- tami sygnał wyjściowy ma wartość przypadkową, natomiast wraz z rozpoczęciem pakietu ustala się na odpowiedniej wartości szczytowej. Rys. 10b pokazuje zależ- ność napięcia na wyjściu detektora od napięcia wejścio- wego. Nie odchyla się ona znacząco od prostej w całym badanym zakresie napięć. Zależność ta była zmierzona w warunkach ciągłej pracy odbiornika, przy czym zależ- ność od mocy wejściowej nie jest liniowa ze względu na wspominaną wcześniej kompresję wzmocnienia wzmacniacza transimpedancyjnego.

6. PODSUMOWANIE

Przebadany układ kompensacyjnego detektora warto- ści szczytowej pracuje poprawnie w zakresie napięć od dziesiątek do setek mV, przy czym otrzymywany na wyjściu stosunek S/N jest lepszy niż 10 dB. W badanym układzie przy mocy odbieranej 0.75 µW wartość sku- teczna fluktuacji sygnału wyjściowego była na poziome 2.82 mV, co jest porównywalne z szumem wnoszonym przez wzmacniacz transimpedancyjny. Układ pracował poprawnie dla czasów trwania bitu rzędu 5.5 ns, co od-

powiada szybkości transmisji 180 Mbit/s. Cechy te wskazują, że proponowane rozwiązanie powinno nada- wać się jako układ wytwarzania progu komparacji w szybkich systemach transmisji pakietowych. Jednocze- śnie znaczną poprawę parametrów można by osiągnąć drogą scalenia układu.

7. PODZIĘKOWANIE

Praca była finansowana z grantu KBN nr 3T11B02926.

7. LITERATURA

[1] G. Kramer, G. Pesavento: “Ethernet passive optical network (EPON): building a next-generation optical access network”, IEEE Communications Magazine 2002, pp. 62-73

[2] M. Yano, K. Yamaguchi, H. Yamashita: “Global Optical Access Systems Based on ATM-PON”, FUJITSU Sci. Tech. J. 1999, vol. 35, pp. 56-70 [3] ITU-T Recommendation G.983.1: “Broadband

Optical Access Systems Based on Passive Optical Networks (PON)”, ITU, 1998

[4] ITU-T Recommendation G.984.2: “Gigabit-capable Passive Optical Networks (GPON): Physical Media Dependent (PMD) layer specification”, ITU, 2003 [5] Y. Ota, R.G. Swartz, V.D. Archer: „DC-1 Gb/s

burst mode compatible receiver for optical bus ap- plications”, J. Lightwave Technol., vol. 10, no. 2, pp. 244-249, 1992

[6] Y. Ota, R.G. Swartz, V.D. Archer, S.K. Korotky, M. Banu, A.E. Dunlop: „High-speed, burst-mode, packet-capable optical receiver and instantaneous clock recovery for optical bus operation”, J. Li- ghtwave Technol., vol. 12, no. 2, pp. 325-331, 1994 [7] Y. Ota, R.G. Swartz, M. Tarsia, V.D. Archer:

„Low-power, high sensitivity, 30-Mbit/s burst- mode/packet receiver for PON application”, OFC’94 Technical Digest, pp. 210-212

[8] Ł. Śliwczyński, P. Krehlik: „Novel burst mode laser driver with just-at-threshold bias”, Opto-Electronics Review, vol. 12, no. 3, pp. 333-337, 2004

[9] M. Nakamura, N. Ishihara, Y. Akazawa, H. Kimu- ra: „An instantaneous response CMOS receiver with wide dynamic range and extremely high sensitivity using feed-forward auto-bias adjustment”, J.

Solid-State Circuits, vol. 30, no. 9, pp. 991-997, 1995

[10] M. Nakamura, N. Ishihara, Y. Akazawa: „A 156- Mb/s CMOS optical receiver for burst-mode trans- mission”, J. Solid-State Circuits, vol. 33, no. 8, pp. 1197-1187, 1998

[11] P. Menendez-Valdes: „Performance of optical re- ceivers using noise corrupted decision threshold”, J.

Lightwave Technol., vol. 13, no. 1, pp. 2202-2214, 1995

[12] R.G. Meyer: „Low-power monolitic RF peak de- tector”, J. Solid State Circuits, vol. 30, No. 1, pp. 65-67, 1995

wejście wyjście detektora

-20.5 dB

-30 dB

(a)

20 40 60 80 100 120 140 160 180

napięcie wyjściowe [mV]

napięcie na wyjściu [mV]

(b)

Rys. 10. Zależność sygnału wyjściowego od wejściowego (opis w tekście).