Łukasz Śliwczyński
Akademia Górniczo – Hutnicza, Katedra Elektroniki al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków
e-mail: sliwczyn@galaxy.uci.agh.edu.pl
ANALIZA PRACY SZYBKICH DETEKTORÓW SZCZYTOWYCH W
ŚWIATŁOWODOWYCH ODBIORNIKACH PAKIETOWYCH
Streszczenie: W artykule jest przedstawiona analiza de-tektorów szczytowych sterowanych szybkimi sygnałami impulsowymi o amplitudzie rzędu pojedynczych mV. Ukła-dów takich używa się m.in. w światłowodowych sieciach pakietowych gdzie istnieje konieczność wyznaczenia progu komparacji dla odbieranego pakietu danych. Rozważono dwie kategorie układów ze sprzężeniem zwrotnym, wyko-rzystujące bądź wzmacniacz o charakterze napięciowym, bądź układ transkonduktancyjny.
1. WSTĘP
Do tej pory zaproponowano kilka rozwiązań odbior-ników dla światłowodowych sieci pakietowych [1, 2, 3, 4], przy czym w zasadzie wszystkie one bazują na ukła-dzie detektora szczytowego [5]. W związku z tym prze-prowadzimy tutaj krótką analizę pracy takiego detektora z punktu widzenia jego szybkości i zdolności do mierze-nia amplitudy małych impulsów.
Ze względu na to, że interesuje nas pomiar sygnałów o amplitudach z zakresu kilka - kilkaset mV detektor szczytowy musi być układem ze sprzężeniem zwrotnym, kompensującym spadek napięcia na diodzie. W układzie można wykorzystać wzmacniacz różnicowy o
charakte-rze bądź napięciowym, bądź transkonduktancyjnym. Odpowiednie układy są przedstawione na Rys. 1a i 1b i mogą być one wykonane zarówno w technologii bipo-larnej, jak i CMOS.
Układ z Rys. 1a wykazuje nieliniowość dynamiczną w fazie ładowania kondensatora pamiętającego C. Upraszczając (przez pominięcie impedancji wyjściowej, ograniczenia prądowego oraz maksymalnej szybkości zmian sygnału na wyjściu wzmacniacza) można by po-wiedzieć, że dynamika tego układu jest określona przez charakterystyki częstotliwościowe wzmacniacza oraz przez nieliniową stałą czasową, wynikającą z rezystancji dynamicznej diody oraz pojemności kondensatora pa-miętającego. W fazie pomiaru wartości szczytowej sy-gnału prąd ładujący kondensator zmniejsza się, co
skut-kuje wzrostem rezystancji dynamicznej diody i wzro-stem nieliniowej stałej czasowej. Można stąd wyciągnąć wniosek, że układ taki będzie cechował się stosunkowo długim czasem ustalania sygnału na wyjściu oraz zależ-nością od „współczynnika wypełnienia” przebiegu. Na rysunku linia przerywaną zaznaczono źródło napięciowe UP oraz prądowe IP, które umożliwiają wstępne
spolary-zowanie diody D w kierunku przewodzenia.
Układ z Rys. 1b jest w swej strukturze podobny do detektora ze wzmacniaczem napięciowym. W układzie tym dioda D1 wraz z kondensatorem pamiętającym C tworzą zasadniczy detektor szczytowy, natomiast dioda D2 ogranicza napięcie na wyjściu wzmacniacza tran-skonduktancyjnego w fazie, gdy pętla sprzężenia zwrot-nego jest nieaktywna.
2. ANALIZA DETEKTORA ZE WZMACNIACZEM NAPIĘCIOWYM
Teoretyczna analiza impulsowej pracy detektora szczytowego ze wzmacniaczem napięciowym jest dosyć skomplikowana ze względu na nieliniowość charaktery-styki diody. Analityczne rozwiązanie problemu wymaga przyjęcia istotnych uproszczeń, przez co otrzymane wyniki są słuszne w bardzo ograniczonym zakresie. W związku z tym w niniejszym opracowaniu zdecydowano się na posłużenie się symulacjami, pokazującymi pewne charakterystyczne cechy układu. W dalszej części są przedstawione przebiegi sygnału na wyjściu detektora w zależności od wartości różnych jego parametrów i dla różnych pobudzeń na wejściu.
Na Rys. 2 pokazano przykładowy przebieg napięcia na wyjściu układu w stosunkowo długim horyzoncie czasowym (0-200µs), przy pobudzeniu go skokiem na-pięcia o wartości 5 mV. W przebiegu da się wyróżnić dwie fazy. W pierwszej napięcie wyjściowe narasta stosunkowo szybko do pewnej wartości. W drugiej fazie szybkość narastania jest wyraźnie mniejsza, a co za tym idzie czas potrzebny do osiągnięcia pełnej amplitudy jest bardzo długi. Wartość napięcia od której rozpoczyna się proces powolnego narastania sygnału jest uzależniona wzmocnienia w otwartej pętli k oraz od stosunku prądu nasycenia diody IS do pojemności pamiętającej C. Z
rysunku wynika, że im mniejszy jest prąd nasycenia (przy tej samej wartości C = 200 pF), tym dłużej trwa ładowanie kondensatora pamiętającego do pełnej warto-+ -we k + -we wy a) b) gm wy UP IP D C D2 D1 C CO
Rys. 1. Podstawowe układy detektorów szczytowych
2006
Poznańskie Warsztaty Telekomunikacyjneści napięcia i tym niższa jest wartość napięcia na wyj-ściu, od której zaczyna się faza powolnego ładowania.
Rys. 3 pokazuje przebiegi na wyjściu detektora w stosunkowo krótkim horyzoncie czasowym (0-20 ns) przy założeniu, że wzmacniacz w pętli sprzężenia zwrot-nego ma nieograniczone pasmo. Na podstawie przedsta-wionych wykresów można dojść do wniosku, że aby skompensować nieliniową charakterystykę diody w układzie jest wymagane wzmocnienie co najmniej kilka-set razy, przy czym wzmocnienie to jest większe dla mniejszych wartości prądu nasycenia diody.
Pracę detektora można w znaczący sposób poprawić (z punktu widzenia wprowadzanego błędu pomiaru wartości szczytowej), jeśli zredukuje się zakres zmien-ności napięcia na diodzie podczas jej przełączania, co można sprawić polaryzując wstępnie diodę ze stałego źródła prądowego (IP na Rys. 1a). Konieczne jest też
dodanie do wyjścia wzmacniacza odpowiedniego offsetu (UP na Rys. 1a), kompensującego spadek napięcia na
diodzie spowodowany przepływem składowej stałej prądu. Wartość prądu polaryzacji wstępnej oraz offsetu na wyjściu wzmacniacza są uzależnione głównie od prądu nasycenia diody. Na Rys. 4 są przedstawione przebiegi wyjściowe w układzie dla takich samych war-tości wzmocnień i pojemności jak w poprzednich przy-kładach. Dla IS = 10 nA przyjęto IP = 10 µA (co daje
offset UP≈ 0.2 V), natomiast dla IS = 10 fA przyjęto
IP = 1 µA (UP≈ 0.5 V). Jakkolwiek z przedstawionych
przebiegów wynika, że na skutek wstępnej polaryzacji diody błąd wprowadzany przez układ znacząco się zmniejszył (i ogólnie słabo zależy od wartości wzmoc-nienia) a szybkość osiągania stanu ustalonego wzrosła, niemniej jednak przy sterowaniu układu przebiegiem
cyfrowym prąd IP będzie rozładowywał pojemność
pa-miętającą podczas gdy w sygnale będą nadawane „zera”. Dotychczasowe rozważania całkowicie pomijały wpływ pasma wzmacniacza na sygnał wyjściowy. W przybliżeniu można przyjąć, że stała czasowa związana z pojemnością pamiętającą ulega przestrajaniu w dosyć szerokim zakresie gdyż prąd płynący przez diodę w czasie ładowania pojemności pamiętającej się zmienia (wpływając tym samym na rezystancję dynamiczną diody). Na Rys. 5 przedstawione są przebiegi na wyjściu układu przy uwzględnieniu ograniczenia pasma wzmac-niacza (przyjmując Is 10 nA; dla mniejszej wartości
prądu nasycenia przebiegi są jakościowo podobne). Założono tutaj dosyć duże pole wzmocnienia wzmacnia-cza równe 10 GHz i przyjęto jak poprzednio C = 200 pF. Można zauważyć, że dla większych wartości wzmocnie-nia w układzie występuje znaczny przerzut co oznacza, że wybór wartości pojemności pamiętającej musi być przeprowadzony z uwzględnieniem pasma wzmacniacza. Problem z doborem pojemności pamiętającej bierze się stąd, że układ jest silnie nieliniowy i w zasadzie trudno jest uważać, że któryś z występujących tutaj biegunów jest dominujący. Należy zauważyć, że w podanych przy-kładach byłoby potrzebne zwiększenie i tak już dużej 20 40 60 80 100 120 140 160 wyj ście [m V ] IS=10 fA IS=10 nA czas [µs] 180 4 5 2 3 0 1 6
Rys. 2. Przebiegi na wyjściu detektora dla różnych wartości prądu nasycenia diody.
wyj ście [m V ] k=200 k=1000 czas [ns] k=100 k=500 1 3 5 7 9 11 13 15 17 0 19 k=200 k=100 Is = 10 nA Is = 10 fA 4 5 2 3 0 1 6
Rys. 3. Przebiegi napięcia na wyjściu detektora przy różnych wzmocnieniach wzmacniacza
wyj ście [m V ] 4 5 czas [ns] 2 3 0 1 a). 6 1 3 5 7 9 11 13 15 17 0 19 k=1000 k=100 wyj ście [m V ] 4 5 czas [ns] 2 3 0 1 b). 6 1 3 5 7 9 11 13 15 17 0 19 k=1000 k=100
Rys. 4. Przebiegi wyjściowe przy wstępnej polaryzacji diody: IS = 10 fA (a) i IS = 10 nA (b) 1 3 5 7 9 11 13 15 wyj ście [m V ] k=200 k=1000 6 8 czas [ns] 2 4 0 17 0 19 k=100 k=500
Rys. 5. Wpływ pasma wzmacniacz na przebiegi w układzie detektora szcztytowego dla IS = 10 nA
wartości pojemności pamiętającej aby uniknąć przerzutu. Spowoduje to oczywiście zwiększenie czasu narastania sygnału na wyjściu.
Dotychczasowe rozważania nie uwzględniały też faktu, że w rzeczywistości detektor szczytowy będzie sterowany przebiegiem cyfrowym, złożonym z losowo występujących „zer” i „jedynek”. Praca układu w takich warunkach będzie wyglądała zupełnie inaczej. Aby oce-nić zachowanie się układu w takich warunkach na Rys. 6 przedstawiono przebieg wyjściowy detektora przy zało-żeniu, że do wejścia przyłożono przebieg „…1001001…”, przy czym czas trwania bitu wynosi 1 ns. Przyjęto, że pole wzmocnienia wykorzystywanego wzmacniacza wynosi 10 GHz, pojemność pamiętająca C = 200 pF oraz że dioda w układzie została wstępnie spolaryzowana. Na podstawie Rys. 6 można wyciągnąć wniosek, że w układzie detektora szczytowego wystę-puje zjawisko, które można by określić jako dynamiczną histerezę, wprowadzające bardzo duży błąd pomiaru wartości szczytowej. Polega ono na tym, że pierwszy impuls ładuje kondensator pamiętający, natomiast po-nowne jego naładowanie jest możliwe dopiero wtedy, gdy kondensator zostanie rozładowany do pewnej warto-ści progowej. Powodem wystąpienia takiego zjawiska jest ograniczenie pasma wzmacniacza napięciowego, który w układzie detektora jest sterowany różnicą napięć pomiędzy sygnałem wejściowym a zapamiętanym w kondensatorze. Aby ponownie spolaryzować diodę w kierunku przewodzenia różnica tych napięć musi być na tyle duża, aby za czas trwania impulsu wejściowego napięcie na wyjściu wzmacniacza zdążyło narosnąć do wartości polaryzującej diodę w kierunku przewodzenia. Z przebiegów na Rys. 6b wynika, że układ działa tym lepiej, im mniejsze jest wzmocnienie wzmacniacza (bo wtedy przy stałym polu wzmocnienia jego pasmo jest szersze). Ponadto można przypuszczać (co potwierdzają nie prezentowane tutaj symulacje), że zachowanie się
układu będzie zasadniczo różne dla różnych czasów trwania impulsów wejściowych.
Podsumowując rozważania na temat detektorów szczytowych ze wzmacniaczem napięciowym należy stwierdzić, że są to układy trudne do projektowania i wymagające pod względem pasma zastosowanego wzmacniacza. Zasadniczym problemem jest tutaj nieli-niowa charakterystyka diody która sprawia, że trudno jest uzyskać układ pracujący poprawnie w warunkach sterowania słabymi i szybkimi sygnałami transmisji cyfrowej. Ponadto trudności projektowe zwiększają się ze względu na małą użyteczność oceny właściwości układu na podstawie badania jego odpowiedzi skokowej.
3. ANALIZA DETEKTORA ZE WZMACNIACZEM TRANSKONDUKTANCYJNYM
W dalszym ciągu analizy skupimy się na układzie detektora szczytowego ze wzmacniaczem transkonduk-tancyjnym (Rys. 1b), gdyż większość układów realizo-wanych w praktyce ma zbliżoną strukturę. Ponadto układ taki nie wykazuje negatywnych cech związanych z nieli-niową charakterystyką diody. Zostanie przedstawiona przybliżona metoda projektowania układu, następnie zaś zostanie zbadany wpływ pojemności pasożytniczych na jego pracę przy sterowaniu sygnałami cyfrowymi.
Obecnie rozważymy problem szybkości odpowiedzi detektora szczytowego na pobudzenie skokiem napięcia. Założymy, że wzmacniacz możemy scharakteryzować transkonduktancją gm oraz trzydecybelową
częstotliwo-ścią graniczną fg. Jeśli zauważymy, że w czasie
ładowa-nia kondensatora pamiętającego C nieliniowość charak-terystyki diody D1 nie jest istotna (kondensator jest ła-dowany ze źródła prądowego) to będziemy mogli do wyznaczenia szybkości odpowiedzi zastosować teorię układów liniowych II rzędu. W takiej sytuacji model detektora w fazie ładowania kondensatora C można opisać współczynnikiem tłumienia ξ oraz pulsacją rezo-nansową ωn: m g g C f π ξ 2 2 1 = , (1) C g fg m n π ω = 2 . (2)
Posługując się tymi parametrami można wyznaczyć czas narastania odpowiedzi, przy czym ważny jest dla nas czas narostu do pełnej amplitudy zamiast zwykle poda-wanego czasu narostu od 10% do 90%:
2 2 1 1 arctg ξ ω ξ ξ π − ¸¹ · ¨© § − − = n r t . (3)
W rozważanym przypadku było by pożądane, aby napięcie na wyjściu detektora osiągnęło pełną wartość w czasie trwania jednego bitu Tb. Łącząc zależności (1), (2)
i (3) można wyznaczyć niezbędne pasmo wzmacniacza transkonduktancyjnego: 2 2 1 1 arctg ξ π ξ ξ ξ π − »¼ º «¬ ª ¸¹ · ¨© § − − = b g T f . (4) 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 wyj ście [m V ] 6 czas [µs] 4 0 0.9 0 1 a). 8 2 k=200 k=1000 k=100 k=500 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 wyj ście [m V ] 6 czas [µs] 4 0 0.9 0 1 b). 8 2 k=200 k=1000 k=100 k=500
Rys. 6. Przebiegi w układzie przy pobudzeniu go
przebiegiem „…1001001…”:
Odpowiednia wartość pojemności kondensatora wynika z równań(1), (2) i (4): g m f g C=2ξ2 π . (5)
Wyznaczenie wartości parametrów układu wymaga przyjęcia pewnej wartości współczynnika tłumienia ξ, który określa przerzut odpowiedzi (a więc błąd pomiaru wartości szczytowej). Żądanie braku błędu, a więc ξ = 1, prowadzi do nieskończenie wielkiej wartości fg, czyli jest
praktycznie nierealne. Z równania (4) wynika jednak, że wymagane pasmo maleje szybko ze zmniejszaniem się wartości ξ i przykładowo dla błędu 0.5% (ξ≈ 0.86) wynosi ok. 1.4B, gdzie B = 1/Tb jest prędkością
transmi-sji. Oznacza to, że pasmo wzmacniacza w detektorze szczytowym musi być ok. dwa razy większe niż pasmo łącza transmisyjnego (przyjmując typową szerokość pasma zapewniającą pomijalny wpływ interferencji międzysymbolowych równą 0.75B).
4. REDUKCJA PASMA WZMACNIACZA TRANSKONDUKTANCYJNEGO
Redukcję wymaganego pasma wzmacniacza można osiągnąć przyjmując jeszcze mniejszą wartość współ-czynnika tłumienia. Ponadto można zauważyć, że po-nieważ preambuła zawsze rozpoczyna się izolowaną „jedynką”, to dobierając parametry układu do prędkości transmisji przy wartościach ξ<1 nie musi występować błąd w pomiarze wartości szczytowej. Będzie tak wtedy, jeśli za czas trwania pojedynczego bitu sygnał na wyj-ściu detektora osiągnie wartość równą pełnej amplitudzie bitu. Podczas odbierania kolejnego bitu potrzebny przy-rost napięcia na wyjściu detektora będzie wynosił zero, w związku z czym przerzut nie wystąpi. W Tab. 1 poda-no przykładowe wartości współczynnika proporcjonal-ności pomiędzy częstotliwością graniczną wzmacniacza fg a szybkością transmisji B. Widać, że przyjęcie takiej
strategii projektowej prowadzić może do znacznej re-dukcji wymaganego pasma wzmacniacza.
5. WPŁYW POJEMNOŚCI PASOŻYTNICZYCH NA PRACĘ DETEKTORA
Dotychczasowe rozważania pomijają obecność po-jemności pasożytniczych: popo-jemności wyjściowej wzmacniacza transkonduktancyjnego (CO) oraz
pojem-ności złączowej diody D1 (CD). Schemat detektora z ich
uwzględnieniem pokazano na Rys. 7. Skutki obecności takich pojemności w układzie zależą znacząco od ich wartości, które z kolei są pochodną używanego procesu technologicznego. Na podstawie analizy parametrów różnych komercyjnie dostępnych procesów technolo-gicznych [np. 6, 7] można przyjąć rząd wielkości 10-300 fF, przy czym większych wartości należy oczekiwać
dla pojemności wyjściowej CO. Jest to spowodowane
tym, że w jej skład wchodzą pojemności wyjściowe tranzystorów jak również pojemności podłożowe Cjs (w
przypadku wykorzystania technologii bipolarnej). Jeśli dioda D1 zostanie wykonana w postaci tranzystora NPN również jego pojemność podłożowa dołączy się do po-jemności CO.
Istnienie pojemności CD manifestuje się w ten
spo-sób, że ujemne zbocze impulsu na wejściu detektora częściowo rozładowuje przez nią pojemność pamiętającą C. Należy zaznaczyć, że spowodowany tym ubytek na-pięcia na pojemności C jest stały, w związku z czym zjawisko to jest szczególnie istotne przy pomiarach ma-łych napięć. Efekt jest tym większy, im większy jest stosunek pojemności CD/C. Na Rys. 8 są pokazane
przy-kładowe przebiegi sygnału na wejściu i wyjściu detekto-ra zaprojektowanego dla prędkości 1 Gb/s, przyjmując gm = 80 mS i ξ = 0.83 (co daje C = 29 pF). Widać tutaj,
że skutek istnienia w układzie pojemność rzędu 50 fF w zasadzie dyskwalifikuje go dla pomiarów sygnałów rzędu pojedynczych mV. Zadowalającą pracę układu można osiągnąć w rozważanym przykładzie dla wartości CD<10 fF. Należy jeszcze zauważyć, że na omawiane
zjawisko nie ma wpływu częstość występowania „jedy-nek” na wejściu układu detektora.
Obecność pasożytniczej pojemności CO na wyjściu
wzmacniacza transkonduktancyjnego wywołuje bardziej skomplikowany efekt, analogiczny do opisanego w roz-dziale 2 zjawiska dynamicznej histerezy. Polega ono na tym, że aby napięcie na wyjściu układu zostało zaktuali-zowane konieczna jest odpowiednio duże napięcie różni-cowe na wejściu wzmacniacza transkonduktancyjnego. Innymi słowy, jeśli detektor szczytowy zapamięta pewną wartość napięcia, to ponowny pomiar odbędzie się do-piero wtedy, gdy napięcie na wyjściu opadnie (na skutek upływności kondensatora, rozładowywania go prądem wejściowym wzmacniacza transkonduktancyjnego lub prądem obciążenia detektora) do pewnego progowego poziomu. Poziom ten nie ma określonej na sztywno wartości, gdyż zależy ona od czasu trwania impulsu na
Tab. 1. Wymagane pasmo wzmacniacza dla różnych wartości współczynnika tłumienia.
ξ przerzut [%] fg B 0.91 0.1 1.90 0.86 0.5 1.40 0.83 1 1.21 0.69 5 0.71 0.59 10 0.51 0.22 50 0.13 0 10 20 30 40 50 60 70 0 0 4 wyj ście [m V ] wej ście [m V ] CD=100 fF CD=50 fF CD=10 fF czas [ns] 2 4
Rys. 8. Wpływ pojemności CD na pracę detektora
szczytowego + -we wy gm D2 D1 C CO CD
Rys. 7. Układ detektora szczytowego z uwzględnio-nymi pojemnościami pasożytniczymi
wejściu detektora. Ogólna reguła jest taka, że szerokość pętli histerezy jest tym większa, im krótsze są impulsy wejściowe. Natomiast wielkość prądu rozładowującego kondensator C wpływa tylko na częstość, z jaką odby-wają się jego ponowne doładowywanie. Zjawisko to jest zilustrowane na Rys. 9. Parametry układu są takie same jak w przykładzie rozpatrywanym powyżej, z tym, że obniżono wartość transkonduktancji z 80 mS do 40 mS (co daje C = 14.5 pF). Dla zobrazowania problemu zało-żono tutaj, że wyjście detektora jest obciążone pewnym stałym prądem (1 µA), rozładowującym pojemność pamiętającą. W rzeczywistości prąd ten może być znacznie mniejszy, niemniej jednak, jak to już wcześniej zaznaczono, samo istnienie omawianego zjawiska nie jest zależne od wielkości prądu rozładowującego.
Na Rys. 9a jest pokazane zachowanie się układu przy sterowaniu go ciągiem krótkich impulsów o czasie trwa-nia 1 ns i amplitudzie 5 mV. Można zauważyć, że po podaniu pierwszego impulsu napięcie na wyjściu osiąga szybko zadaną wartość, natomiast ponowny pomiar może się odbyć dopiero po rozładowaniu się kondensa-tora pamiętającego. Widać tutaj, że pojemność pasożyt-nicza CO rzędu 50-100 fF bardzo znacząco wpływa na
pracę układu. Przy wartości CO = 100 fF napięcie na
wyjściu jest nawet niższe od wartości średniej sygnału wejściowego. Na Rys. 9b pokazano zachowanie się tego samego układu w przypadku, gdy impulsy wejściowe trwają 5 ns. W tym przypadku negatywny efekt wywoła-ny obecnością pojemności CO jest znacznie mniejszy,
niemniej jednak jest on nadal znaczący.
Opisywane tutaj zjawisko dynamicznej histerezy ma swoje źródło w ograniczonej szybkości zmiany sygnału na wyjściu wzmacniacza transkonduktancyjnego. Jeśli na wejściu detektora pojawia się sygnał większy niż uprzednio zapamiętany w kondensatorze C, to prąd z wyjścia wzmacniacza transkonduktancyjnego musi w pierwszym rzędzie przeładować pasożytniczą pojemność
wyjściową CO. Ładowanie kondensatora pamiętającego
może się rozpocząć dopiero po spolaryzowaniu diody D1 w kierunku przewodzenia.Istotne jest to, że dla minima-lizacji rozważanego tutaj efektu nie wystarcza, aby im-pulsy ładujące kondensator pamiętający pojawiały się często (patrz Rys. 9a), natomiast ważne jest, aby trwały odpowiednio długo (patrz Rys. 9b).
Ponieważ po pierwszym naładowaniu kondensatora czas trwania impulsu konieczny dla wznowienia prze-pływu prądu przez diodę D1 się wydłuża można powie-dzieć, że maksymalna szybkość pracy układu ulega ob-niżeniu. W pewnym sensie zjawisko takie jest korzystne, gdyż ogranicza wpływ szumów na sygnał wyjściowy detektora. Z drugiej jednak strony zmierzona wartość szczytowa jest w zasadzie wartością wynikającą z po-miaru tylko pierwszego bitu.
Obecność w układzie detektora zarówno pojemności
CO jak i pojemności CD sprawia, że negatywne skutki ich
istnienia sie sumują. Prowadzi to do znaczących fluktu-acji sygnału na wyjściu detektora szczytowego.
Odnośnie możliwości ograniczenia wpływu pojem-ności pasożytniczych na pracę detektora szczytowego można wymienić dwie ogólne metody. Jedna z nich jest oczywista i polega na maksymalnym obniżeniu wartości pojemności CO oraz CD. Wiąże się to z zastosowaniem
odpowiednich procesów technologicznych, jak na przy-kład wykorzystujących izolacje dielektryczną zamiast izolacji złączowej. Druga metoda polega na zwiększeniu wartości transkonduktancji wzmacniacza. Skutkiem tego wzrasta pojemność pamiętająca C w układzie detektora (proporcjonalnie do wzrostu gm – patrz równanie (5)),
jak również prąd dostępny z wyjścia wzmacniacza tran-skonduktancyjnego. Zwiększenie wartości gm spowoduje
więc zmniejszenie negatywnego wpływu zarówno po-jemności CD (zwiększając stosunek C/CD) jak i
pojemno-ści CO (przyspieszając jej ładowanie przez zwiększenie
prądu wyjściowego wzmacniacza transkonduktancyjne-go). Niestety, obydwa z wymienionych sposobów napo-tykają ograniczenia wynikające z możliwości technolo-gicznych.
6. ŁĄCZNY WPŁYW POJEMNOŚCI PASOŻYTNICZYCH I REDUKCJI PASMA
W rozdziale 4 opisana była możliwość redukcji wy-maganego pasma wzmacniacza transkonduktancyjnego poprzez wykorzystanie kontrolowanego przerzutu w jego odpowiedzi impulsowej. Obecnie opiszemy negatywne strony tej metody.
Jako pierwszy z niekorzystnych efektów można by wymienić konieczność dosyć precyzyjnego dobrania parametrów detektora do czasu trwania (oraz kształtu) impulsów wejściowych. Przy tym im mniejszą wybrano wartość współczynnika ξ tym większa jest wymagana dokładność w doborze parametrów. W przeciwnym wypadku sygnał na wyjściu detektora będzie obarczony błędem, wynikającym z przerzutu występującego w odpowiedzi układu. Występujące w praktyce rozrzuty technologiczne mogą sprawić, że zbyt małe wartości ξ mogą być praktycznie nierealizowalne.
Kolejny negatywny efekt wynika z faktu, że pojem-ność pasożytnicza CO wpływa na stabilność układu.
Wpływ ten jest znowu tym większy, im mniejszą
wybra-0 10 20 30 40 50 60 70 0 0 4 wy jś ci e [ m V ] w e jś ci e [ m V ] CD=100 fF CD=50 fF CD=10 fF 2 4 czas [ns] a). 0 2 4 0 0 4 10 20 30 40 50 60 70 czas [ns] w yj ści e [mV ] we jś ci e [mV ] CO = 100 fF CO= 50 fF CO = 10 fF b).
Rys. 9. Wpływ pojemności CO na pracę detektora
no wartość współczynnika ξ. Zjawiska tego można by w zasadzie uniknąć poprzez stosowne zmniejszenie pojem-ności pamiętającej C.
W układzie z małymi wartościami współczynnika tłumienia występuje też efekt analogiczny do dynamicz-nej histerezy, opisywadynamicz-nej w kontekście pasożytniczej pojemności CO. Jest on zilustrowany na Rys. 10 dla kilku
różnych wartości przerzutu p. Podobnie jak w przypadku Rys. 9 założono, że kondensator pamiętający C jest roz-ładowywany pewnym stałym prądem. Z rysunku wyni-ka, że aby nastąpiło uaktualnienie napięcia na wyjściu układu jest konieczne rozładowanie kondensatora do pewnej wartości granicznej, zależnej od wielkości prze-rzutu oraz od czasu trwania impulsu na wejściu. Zjawi-sko to wynika z faktu, że zmniejszenie częstotliwości granicznej transkonduktancji jest równoznaczne ze zwiększeniem czasu narastania odpowiedzi tego układu. Natomiast krótki czas odpowiedzi detektora szczytowe-go wynika z dodatnieszczytowe-go sprzężenia zwrotneszczytowe-go, które występuje w układzie z przerzutem. Tak więc w warun-kach otwartej pętli sprzężenia zwrotnego (co występuje gdy napięcie na wejściu detektora jest niższe od wartości szczytowej zapamiętanej w detektorze) czas potrzebny na spolaryzowanie diody D1 w kierunku przewodzenia (czyli na odwrócenie kierunku prądu na wyjściu wzmac-niacza transkonduktancyjnego) jest określony tylko i wyłącznie przez małą częstotliwość graniczną wzmac-niacza transkonduktancyjnego.
Podsumowując powyższe rozważania można stwier-dzić, że w praktyce będzie rozsądne na przyjęcie prze-rzutu p rzędu kilku %. Zgodnie z danymi zawartymi w Tab. 1 oznacza to i tak znaczącą redukcję wymaganego pasma wzmacniacza transkonduktancyjnego.
7. PODSUMOWANIE
W niniejszym opracowaniu podjęto próbę przeanali-zowania pracy detektorów szczytowych z punktu widze-nia szybkości ich pracy oraz możliwości pomiaru sy-gnałów o amplitudach rzędu pojedynczych mV. Wyko-rzystano stosunkowo proste modele detektorów szczy-towych, niemniej jednak pozwalające na wytłumaczenie pewnych istotnych zjawisk występujących w tego typu układach.
Okazało się, że konstrukcja takiego detektora jest do-syć trudna, a na jego pracę ma wpływ szereg czynników. Zarówno w układzie ze wzmacniaczem napięciowym jak i transkonduktancyjnym występuje zjawisko dynamicz-nej histerezy, jakkolwiek jego źródła są odmienne w
obydwu układach. Ponadto w układzie ze wzmacnia-czem napięciowym w znaczący sposób daje o sobie znać nieliniowość charakterystyki prądowo-napięciowej dio-dy. Do poprawnej pracy układ taki wymaga szerokopa-smowego wzmacniacza o wzmocnieniu rzędu 100, przy czym z punktu widzenia charakteru odpowiedzi jest korzystne obciążenie kondensatora pamiętającego pew-nym niewielkim prądem (rzędu pojedynczych µA). Z kolei w układzie ze wzmacniaczem transkonduktancyj-nym znaczący wpływ na parametry detektora wywierają pojemności pasożytnicze, które muszą być utrzymywane na poziomie poniżej kilkudziesięciu fF jeśli wymagamy pracy z szybkościami transmisji rzędu Gb/s.
8. LITERATURA
1. M. Nakamura, N. Ishihara, Y. Akazawa: „A 156-Mb/s CMOS optical receiver for burst-mode trans-mission”, J. Solid-State Circuits, vol. 33, no. 8, pp. 1197-1187, 1998
2. Y. Ota, R.G. Swartz, V.D. Archer, S.K. Korotky, M. Banu, A.E. Dunlop: „High-speed, burst-mode, packet-capable optical receiver and instantaneous clock recovery for optical bus operation”, J. Li-ghtwave Technol., vol. 12, no. 2, pp. 325-331, 1994 3. Q. Le, Y. Oh, S. Lee: „Integrated differential
pream-plifier for 155 Mb/s ATM-PON system with fast re-sponse, high sensitivity and wide dynamic range”, Asia-Pacific Microwave Conference (AMCP) vol. 2, pp. 478-481, 2002
4. Q. Le, S. Lee, Y. Oh, H. Kang, Y. Yoo: „A burst-mode receiver for 1.25-Gb/s Ethernet PON with AGC and internally created reset signal”, IEEE J. Solid-State Circuits vol. 39, pp. 2379-2388, 2004 5. Ł. Śliwczyński, P. Krehlik, M. Lipiński, A. Wolczko:
„Kompensacyjny układ wytwarzania progu kompa-racji dla światłowodowych systemów pakietowych”, PWT’2004, str. 115-120, 2004
6. http://www.foundry.zarlink.com: parametry proce-sów HJB, HJC, HJW, HSA i HJVP
7. http://www.national.com: parametry procesów VIP3 i VIP10 we jś cie [m V ] 0 10 20 30 40 50 60 70 0 0 4 wyj ście [m V ] p = 50% p = 10% p = 20% 2 4 czas [ns] p = 1%
Rys. 10. Przebiegi w układzie detektora szczytowego ze zredukowanym pasmem transkonduktancji
