KOMPENSACJA BŁĘDÓW DYNAMICZNYCH W ODBIORNIKACH DOSZYBKICH PAKIETOWYCH SYSTEMÓW ŚWIATŁOWODOWYCH ZFILTRACJĄ PREAMBUŁY

Łukasz Śliwczyński,

Akademia Górniczo – Hutnicza, Katedra Elektroniki al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków

e-mail: sliwczyn@galaxy.uci.agh.edu.pl

KOMPENSACJA BŁĘDÓW DYNAMICZNYCH W ODBIORNIKACH DO

SZYBKICH PAKIETOWYCH SYSTEMÓW ŚWIATŁOWODOWYCH Z

FILTRACJĄ PREAMBUŁY

Streszczenie: W artykule przedstawiono rozszerzenie

koncepcji układu wytwarzania progu komparacji wykorzy-stującego filtrację preambuły, przeznaczonego dla światło-wodowych systemów pakietowych. W fazie przestrajania nieliniowego filtru w układach takich powstaje pewien błąd w wytwarzanej wartości progowej, który stosunkowo wolno zanika. Powoduje on zniekształcenia czasu trwania bitów, jak również pogarsza stopę błędów. Przedstawione w arty-kule rozważania i wyniki eksperymentów pokazują, że składowa błędów może być skompensowana, co znacząco poprawia parametry układu odbiorczego.

1. WSTĘP

Systemy światłowodowe w których dane są przesy-łane w sposób pakietowy (ang. burst-mode) stwarzają dogodną możliwość współdzielenia medium transmisyj-nego dzięki wykorzystaniu protokołu TDMA (ang. Time

Division Multiply Access). Zadaniem tego protokołu jest

zapewnienie, aby każdy współużytkownik systemu wy-syłał swój pakiet danych w ściśle określonej szczelinie czasowej, gwarantując w ten sposób transmisję bez koli-zji. Takie podejście jest wykorzystywane na przykład w światłowodowych sieciach pasywnych PON (ang.

Pas-sive Optical Networks) w kierunku „upstream”, gdzie

wiele terminali ONU (ang. Optical Network Unit) kon-taktuje się z jedną stacją centralną OLT (ang. Optical

Line Termination) [1]. Prace nad przygotowaniem

zale-ceń normatywnych dla światłowodowych sieci PON są prowadzone przez komitety ITU oraz IEEE. Na chwilę obecną standardy ITU obejmują sieci ATM PON pracu-jące z szybkościami 155 Mbit/s i 622 Mbit/s [2] oraz GPON, gdzie szybkość transmisji sięga 2.5 Gbit/s [3]. IEEE opracowało standard sieci EPON (Ethernet PON), w którym prędkość transmisji wynosi 1.25 Gbit/s [4, klauzula 64 i 65]. IEEE prowadzi też prace nad syste-mem PON, w którym szybkość transmisji będzie równa 10 Gbit/s.

Pakietowy sposób prowadzenia transmisji w sieci światłowodowej wymaga aby każdy pakiet był odbiera-ny indywidualnie. W szczególności jest konieczne usta-lenie dla każdego z pakietów progu komparacji w taki sposób, aby zminimalizować bitową stopę błędów (BER). Jest też konieczne odtworzenie zegara transmi-syjnego. Aby umożliwić te zadania każdy pakiet

trans-mitowany w sieci PON jest poprzedzany specjalną pre-ambułą.

Długość i postać preambuły zależą od standardu transmisyjnego oraz od prędkości transmisji. Według zaleceń ITU wynosi ona od 8 do 108 bitów [2, 3], przy czym przy większych prędkościach długość preambuły jest większa. Zawartość preambuły może być zaprogra-mowana przez OLT w momencie konfigurowania połą-czenia OLT-ONU, przy czym w praktyce stanowi ją ciąg naprzemiennie występujących jedynek i zer. W standar-dzie IEEE [4] preambuła jest znacznie dłuższa i zawiera kilka części: czas T_on na włączenie lasera (512 ns, 640 bitów), czas T_receiver__settling na ustalenie progu

kompara-cji w odbiorniku (400 ns, 500 bitów), czas T_CDR na odtworzenie zegara szeregowego (400 ns) oraz czas przeznaczony na osiągnięcie synchronizacji blokowej (T_code__group__align, odpowiadający 4 bajtom). W czasie

trwania preambuły powinny być nadawane symbole IDLE zgodnie z tabelą kodową kodu 8B/10B [4, klau-zula 36].

Przykładowy przebieg sygnału pakietowego na wyj-ściu wzmacniacza transimpedancyjnego jest pokazany na Rys. 1. Należy zwrócić uwagę na fakt, że ze względu na sposób pracy odbiornika pakietowego pewna początko-wa część preambuły zostanie zniekształcona i w związku z tym nie zostanie poprawnie odebrana. Dzieje się to jednakże bez żadnych negatywnych konsekwencji dla odbioru pozostałej części pakietu.

Standardowe odbiorniki pakietowe wykorzystują układy szybkich detektorów szczytowych do wytwarza-nia progu komparacji dla detekcji bitów [5, 6, 7, 8]. Jednakże wykonanie detektora szczytowego mierzącego sygnały rzędu pojedynczych mV jest dosyć trudne, zwłaszcza w przypadku gigabitowych systemów PON.

preambuła pakiet danych

VTH

VB

piedestał VT

VO

Rys. 1. Sygnał na wyjściu wzmacniacza transimpedan-cyjnego.

2006

Poznańskie Warsztaty Telekomunikacyjne Poznań 7 - 8 grudnia 2006

Możliwe jest też wykonanie odbiornika, w którym próg komparacji jest wyznaczany z bitu na bit, przy pomocy odpowiednio szybkiego układu próbkującego [9]. W niniejszym artykule jest przedstawione rozwinięcie kon-cepcji układu wykorzystującego filtrację preambuły filtrem o przestrajanej stałej czasowej [10], w którym dodatkowo zastosowano kompensację błędów dyna-micznych powstających w fazie przestrajania filtru.

2. PODSTAWOWY UKŁAD Z FILTRACJĄ PREAMBUŁY

Zasada działania, właściwości oraz sposób doboru elementów układu wytwarzania progu komparacji wyko-rzystującego filtrację preambuły zostały szczegółowo opisane w pracy [10]. Idea takiego układu jest

przedsta-wiona schematycznie na Rys. 2. Sygnał danych jest odtwarzany przez komparator na podstawie sygnału otrzymywanego ze wzmacniacza trasimpedancyjnego oraz progu komparacji. Próg ten jest z kolei uzyskiwany z odbieranego sygnału poprzez jego dolnopasmową filtrację w układzie złożonym ze wzmacniacza o regulo-wanej transkonduktancji gm obciążonego pojemnością C. Przyjmując, że prąd Ictrl ma pewną ustaloną wartość można zapisać transmitancję układu jako:

(

)

Widać stąd, że zmiana stałej czasowej filtru może się odbywać poprzez zmianę transkonduktancji wzmacnia-cza, która z kolei jest uzależniona od prądu Ictrl. Przebieg sygnału Ictr przestrajającego transkonduktancję gm jest kształtowany w układzie sterującym w taki sposób, aby przez początkową część preambuły stała czasowa była porównywalna z czasem trwania bitu, zwiększając się następnie do wartości kilkadziesiąt razy większej. Dzięki temu próg komparacji może stosunkowo szybko zbliżyć się do swej wartości ustalonej. Moment rozpoczęcia zmiany transkonduktancji jest wyznaczany przez detek-tor początku pakietu.

3. PRZYCZYNY BŁĘDÓW PROGU KOMPARACJI

W układzie wytwarzania progu komparacji poprzez nieliniową filtrację preambuły można wyróżnić kilka rodzajów błędów. Jednym z nich są błędy statyczne, powodowane przez wszelkiego rodzaju asymetrie ukła-du, podobnie jak to jest w klasycznych wzmacniaczach operacyjnych. Drugi rodzaj to błędy dynamiczne, po-wstające w fazie przestrajania filtru. Charakterystyczną cechą błędów dynamicznych jest to, że w dłuższym horyzoncie czasowym dążą one do zera dzięki ujemne-mu sprzężeniu zwrotneujemne-mu w układzie. Czas zaniku błę-du może być jednakże bardzo długi, tym większy, im

większa jest zmiana transkonduktancji w fazie przestra-jania filtru.

Błędy dynamiczne są ściśle związane ze strukturą wzmacniacza o zmiennej transkonduktancji. Dlatego też na Rys. 3 przedstawiono uproszczony schemat wzmac-niacza wykorzystanego do budowy układu eksperymen-talnego. Układ ten składa się zasadniczo z dwóch kom-plementarnych wtórników emiterowych (T1-T4 oraz T9 -T12) połączonych ze sobą wyjściami, oraz dwóch luster prądowych (T5, T7 oraz T6, T8), które buforują prądy kolektorowe tranzystorów T3 i T4, przekształcając je w prąd wyjściowy układu. Transkonduktancję takiego wzmacniacza można przybliżyć jako (zakładając równe powierzchnie i jednakowe parametry tranzystorów):

T ctrl mT

m g I U

g ≅ ≅ ,

gdzie gmT oznacza transkonduktancję tranzystorów T3, T4, T11 i T12, a UT jest potencjałem termicznym (26 mV @ 300 K). Widać więc, że transkonduktancja układu zależy wprost od wartości prądu sterującego Ictrl. Cechą charakterystyczną przedstawionego wzmacniacza tran-skonduktancyjnego jest to, że dysponuje on potencjalnie bardzo dużym prądem wyjściowym, równym w przybli-żeniu βIctrl. Jest to istotne z punktu widzenia szybkości zaniku napięcia na wyjściu filtru w sytuacji, gdy bezpo-średnio po pakiecie danych o dużej amplitudzie jest odbierany pakiet o amplitudzie małej.

Z kolei pewną wadą takiego rozwiązania jest ko-nieczność użycia czterech źródeł prądowych, potrzeb-nych do sterowania transkonduktancją. Źródła te powin-ny wytwarzać prądy o dokładnie takich samych warto-ściach, jak również przestrajać się współbieżnie. W rzeczywistości postulat ten jest trudny do spełnienia, gdyż prądy I2 i I10 mają przeciwne znaki w stosunku do prądów I1 i I9 co oznacza, że do ich wytworzenia jest konieczne wykorzystanie układu odwracającego kieru-nek prądu (nie pokazanego na Rys. 3). Układ taki wnosi pewne opóźnienie w związku z czym zmiana prądów I1 i I9 nieznacznie wyprzedza zmianę prądów I2 i I10. W stanie ustalonym cały prąd tranzystora T3 jest pobierany przez tranzystor T4 (podobnie jest dla tranzystorów T11 i T12). Natomiast w fazie przejściowej występuje pewna nieskompensowana składowa prądu, która rozładowuje kondensator C, obniżając tym samym napięcie na wyj-ściu układu (gdyby prądy I1 i I9 były wytwarzane przez inwersję prądów I2 i I10 sytuacja byłaby odwrotna, i

ze wzmacniacza transimpedancyjnego UTH C – + Ictrl bufor gm UI komparator detektor początku pakietu RESET odtworzone dane układ sterujący

Rys. 2. Schemat blokowy układu filtracji preambuły wraz z układem decyzyjnym

I1 = ICTRL T1 T2 T3 T4 T6 T5 T7 T8 T10 T9 T11 T12 I2 = ICTRL I9 = ICTRL I10 = ICTRL U+ U -+ IWY UWE ICTRL

Rys. 3. Wzmacniacz o zmiennej transkonduk-tancji wykorzystywany w dalszej części pracy

kondensator byłby ładowany a napięcie na wyjściu by wzrastało). Podobny efekt może powstawać również na skutek różnych szybkości samych źródeł prądowych, wynikających z konieczności użycia do ich budowy tranzystorów o różnym typie przewodnictwa.

4. KONCEPCJA UKŁADU Z KOREKCJĄ BŁĘDÓW DYNAMICZNYCH

Ponieważ błędy dynamiczne powstają tylko w trakcie przestrajania filtru i nie zależą od amplitudy odbieranego

sygnału, więc nasuwa się koncepcja, aby je skompenso-wać za pomocą identycznego sygnału, odejmowanego na wyjściu filtru. Blokowy schemat odpowiedniego układu jest przedstawiony na Rys. 4. Układ kompensujący może być wykonany w formie analogowej bądź cyfrowej. W przypadku analogowym układ kompensujący jest kopią układu głównego, jednakże dla poprawnej pracy całości jest konieczna duża symetria obydwu układów [10].

Układ kompensujący w formie cyfrowej jest znacz-nie bardziej skomplikowany, znacz-niemznacz-niej jednak łatwiejszy do praktycznej realizacji i bardziej uniwersalny. Taka koncepcja została przyjęta w układzie eksperymental-nym (Rys. 5). Proponowany składa się z licznika o jemności 511, wyzwalanego z układu wykrywania po-czątku pakietu. Równocześnie z rozpoczęciem zliczania zaczyna się proces przestrajania filtru, a więc związany z nim proces przejściowy. Licznik wystawia adresy dla pamięci SRAM, w której zapisane są odpowiednie współczynniki korekcyjne, zamieniane następnie na sygnał napięciowy przez szybki przetwornik A/C (DAC908, Texas Instruments). Ponieważ pakiet danych jest w ogólności dłuższy niż pojemność licznika, za-trzymuje się on na swej maksymalnej wartości aż do ustawienia jego stanu na zero na końcu pakietu. Pożąda-ny próg komparacji dla układu decyzyjnego jest otrzy-mywany na wyjściu wzmacniacza różnicowego (AD8130, Analog Devices). Napięcia UR1 i UR2 służą do dopasowania poziomów pomiędzy wyjściem przetwor-nika C/A a wejściem wzmacniacza różnicowego. Część cyfrowa układu została w całości zaimplementowana w układzie FPGA firmy Xilinx z rodziny Spartan 3.

Warunkiem poprawnej pracy układu jest jego wcze-śniejsza kalibracja. W jej trakcie współczynniki korek-cyjne są dobierane w taki sposób, aby przy braku sy-gnału wejściowego napięcie na wyjściu wzmacniacza różnicowego było równe zero podczas całej fazy prze-strajania filtru.

5. WYNIKI EKSPERYMENTALNE

Wykonany układ eksperymentalny składał się z ge-neratora pakietów o zmiennej amplitudzie oraz z układu wytwarzania progu komparacji, zbudowanego według wcześniej opisanej koncepcji. Jako wzmacniacz o zmiennej transkonduktancji wykorzystano układ OPA860 (Burr-Brown), natomiast jako układu

decyzyj-nego użyto szybkiego komparatora ADCMP553 (Analog Devices). Zastosowany układ OPA860 pozwalał na około dwudziestokrotną zmianę transkonduktancji, co przekłada się na taką samą zmianę dolnej częstotliwości granicznej filtru. Oznacza to, że w czasie odbierania pakietu danych zbyt długie ciągi zer lub jedynek mogą w znaczący sposób wpływać na chwilową wartość wytwa-rzanego w układzie progu komparacji. W związku z tym zdecydowano się, aby transmitowane dane zakodować przy użyciu kodu 8B/10B, szeroko wykorzystywanego w standardzie GigabitEtrhernet, jak również w sieciach EPON. W kodzie tym maksymalna długość ciągu jedna-kowych symboli występujących obok siebie jest ograni-czona do 5. Pomiary przeprowadzono przy założonej prędkości transmisji równej 150 Mb/s przy użyciu oscyloskopu cyfrowego HP 54245 Infinium. Układ po-miarowy jest przedstawiony na Rys. 6.

Pakiety wytwarzane przez generator składały się z

ze wzmacniacza transimpedancyjnego UTH C – + Ictrl gm UI komparator detektor początku pakietu RESET odtworzone dane układ sterujący – + układ kompensujący UKOR UX

Rys. 4. Układ wytwarzania progu komparacji z kompensacją błędów dynamicznych napięcie UX z przestrajanego filtru UTH – + IOUT AD8130 próg komparacji – + IOUT DAC908 C/A 512 x 8 SRAM 8 licznik 9 CLK 150 MHz z układu wykrywania początku pakietu XILINX Spartan 3 UR1 UR2 R C R C

Rys. 5. Schemat blokowy układu kompensującego

RESET generator pakietów CLK (150 MHz) tłumik przełączany 100 MHzFDP badany układ oscyloskop HP54845A Infinium wyzwalanie

Rys. 6. Układ pomiarowy

preambuły o długości 800 ns (120 bitów, naprzemiennie symbole K28.5 i D5.6) oraz bloku symboli pseudoloso-wych. Cały pakiet liczył 1024 bity (ok. 7 µs) a przerwy pomiędzy pakietami przyjęto równe 80 ns. Przełączany tłumik umieszczony na wyjściu generatora pozwalał na zmianę amplitudy kolejno wysyłanych pakietów, przy czym powtarzały się one w sekwencji 200 mV, 200 mV, 5 mV, 130 mV, 5 mV, 75 mV, 5 mV i 5 mV. Filtr dol-noprzepustowy o paśmie 100 MHz kształtował zbocza sygnału stosownie do założonej szybkości transmisji. Oscylogram sygnału uzyskiwanego na wyjściu filtru jest pokazany Rys. 7. Górny przebieg pokazuje sekwencję nadawanych kolejno pakietów, natomiast dolny przed-stawia powiększony fragment górnego przebiegu (zazna-czony elipsą) podczas zmiany z pakietu o największej amplitudzie na pakiet najmniejszy. Dynamika tej zmiany wynosi 40 razy, co odpowiada dynamice sygnału optycznego rzędu 16 dB.

Dolny przebieg na Rys. 8 przedstawia sygnał na wyj-ściu filtru (napięcie UX na Rys. 4) podczas jego prze-strajania przy braku sygnału wejściowego i przy wyłą-czonym układzie korekcji (dolny przebieg). Górny prze-bieg odpowiada sygnałowi przestrajającemu filtr. Można zauważyć, że sygnał UX jest obarczony zarówno błędem dynamicznym jak i statycznym. Ponadto, zgodnie z przypuszczeniami poczynionymi w punkcie 4, błąd na wyjściu układu jest ujemny.

Czas zaniku składowej dynamicznej błędu jest dosyć długi w stosunku do czasu trwania bitu (ok. 6.7 ns) i wynosi ponad 500 ns. Czas ten mógłby być nawet jesz-cze dłuższy, gdyby w układzie była możliwa większa zmiana transkonduktancji niż tylko dwudziestokrotna. Tak długi czas trwania procesu przejściowego będzie przyczyną zniekształcenia znacznej części preambuły co będzie najwyraźniej widoczne w przypadku odbierania pakietu o małej amplitudzie. Sygnał na wyjściu kompa-ratora w takiej sytuacji jest pokazany na Rys. 9. Z

rysun-ku tego widać, że ok. 75% preambuły jest zniekształco-ne, przy czym znacząca część jest w ogóle nieodebrana, a pozostała część jest obarczona znacznym jitterem.

Na Rys. 10 jest pokazany przebieg napięcia UTH (patrz Rys. 4 i 5) zmierzony w takich samych warun-kach, jak przebieg z Rys. 8 z tą różnicą, że układ kory-gujący błędy dynamiczne został włączony. Widać, że wartość progowa została pozbawiona wszelkich nieko-rzystnych cech przebiegu z Rys. 8. Na oscylogramie są widoczne jedynie niewielkie zafalowania będące skut-kiem niedoskonałości procesu kalibracji. Z kolei na Rys. 11 jest przedstawiony przebieg sygnału na wyjściu komparatora w sytuacji analogicznej, jak pokazana na Rys. 9. Widać, że zdeformowane bity występują tylko przez okres początkowych 40 ns, w którym to czasie próg komparacji się ustala. Pozostała część pakietu jest odebrana poprawnie.

Na Rys. 12 jest przedstawiona wartość progowa wy-znaczona w układzie dla sekwencji pakietów o amplitu-dach równych odpowiednio: 200 mV, 200 mV, 5 mV, 130 mV, 5 mV, 75 mV, 5 mV i 5 mV. Na przebiegu można zauważyć pewne charakterystyczne cechy zwią-zane z pracą układu uśredniania preambuły. Na początku odbioru każdego z pakietów wytwarzana wartość pro-gowa zmienia się w dużym zakresie, co jest spowodo-Rys. 8. Odpowiedź układu na zmianę sygnału

przestra-jającego filtr przy wyłączonym układzie korekcji zdeformowane bity preambuły

Rys. 9. Sygnał na wyjściu układu decyzyjnego w ukła-dzie bez korekcji podczas odbioru pakietu o amplituukła-dzie

5 mV poprzedzonego pakietem o amplitudzie 200 mV

Rys. 10. Odpowiedź układu na zmianę sygnału prze-strajającego filtr przy włączonym układzie korekcji

Rys. 11. Sygnał na wyjściu układu decyzyjnego w ukła-dzie z korekcją podczas odbioru pakietu o amplituukła-dzie 5 mV poprzedzonego pakietem o amplitudzie 200 mV

f aza śledzenia f iltracj a b ł f iltracja dany ch pseudoloso wy ch

Rys. 12. Wartość progowa wytworzona w układzie dla sekwencji pakietów o różnych amplitudach

wane szerokim pasmem przenoszenia filtru, który „śle-dzi” w tym okresie sygnał wejściowy. Po zakończeniu procesu przestrajania wartość progowa stosunkowo szybko zbliża się do wartości średniej odbieranego pa-kietu. Na Rys. 12 wyraźnie są widoczne dwie fazy wy-stępujące w dalszej części przebiegu. W pierwszej fil-trowaniu podlega preambuła, składająca się z powtarza-jącej się dwudziestobitowej sekwencji bitów. Ponieważ w sekwencji tej występuje 11 jedynek i 9 zer, tak wiec wartość średnia za ten okres jest nieco większa od poło-wy. W drugiej są filtrowane bity pseudolosowe, przy czym w tej fazie wartość progowa nie jest stała, lecz podlega wahaniom w pewnym zakresie, wynikającym z pasma filtru oraz z maksymalnej liczby zer/jedynek występujących bezpośrednio obok siebie.

Rys. 13 oraz Rys. 14 przedstawiają wykresy oczkowe odbieranych pakietów, dla amplitudy równej odpowied-nio 5 mV i 200 mV. Wykresy te są bardzo podobne do siebie skąd można wnosić, że układ wytwarzania progu komparacji z kompensacja błędów dynamicznych pra-cuje poprawnie, zarówno dla sygnałów o małych jak i dużych amplitudach. Skuteczna wartość jitteru na wyj-ściu w obydwu przypadkach wynosiła ok. 135 ps, przy czym jitter na wejściu był rzędu 95 ps. Zwiększona wartość jitteru na wyjściu układu jest zrozumiała na tle Rys. 12 i wynika z niestałości wytwarzanej wartości progowej w czasie odbierania pakietu. Jitter ten mógłby być zmniejszony, gdyby była możliwa zmiana transkon-duktancji gm była większa niż 20 razy.

6. PODSUMOWANIE

W niniejszym artykule przedstawiono rozważania i wyniki eksperymentalne, dotyczące układu wytwarzania progu komparacji na podstawie filtracji preambuły, który wykorzystuje układ korekcyjny do skompensowania dynamicznego błędu powstającego w fazie przestrajania nieliniowego filtru. Otrzymane wyniki pokazują, że zastosowany cyfrowy układ kompensujący, pomimo pewnej komplikacji układowej, w znaczącym stopniu

poprawia pracę układu wytwarzania progu komparacji. Dzięki niemu w układzie eksperymentalnym ponad dzie-sięciokrotnie (z ok. 500 ns do ok. 40 ns) zmniejszył się czas, w którym odbierane bity preambuły są bardzo poważnie zdeformowane.

Jakkolwiek przedstawiony układ pracował z szybko-ścią 150 Mb/s to stosunkowo łatwo jest tą szybkość zwiększyć. Zasadnicza część układu pełni bowiem rolę filtru dolnoprzepustowego i w związku z tym do jej budowy nie są potrzebne szybkie elementy elektronicz-ne. Obecnie są prowadzone prace nad układem pracują-cym z szybkością 1.25 Gb/s.

7. LITERATURA

1. G. Kramer, G. Pesavento: “Ethernet passive optical network (EPON): building a next-generation optical access network”, IEEE Communications Magazine, pp. 62-73, 2002

2. ITU-T Recommendation G.983.1: Broadband optical access systems based on Passive Optical Networks (PON). ITU, 1998

3. ITU-T Recommendation G.984.2: Gigabit-capable Passive Optical Networks (GPON). ITU, 2003 4. IEEE Std 802.3-2005: Carrier Sense Multiple Access

with Collision Detection (CSMA/CD) Access Met-hod and Physical Layer Specifications, IEEE, New York, 2005

5. M. Nakamura, N. Ishihara, Y. Akazawa: „A 156-Mb/s CMOS optical receiver for burst-mode trans-mission”, J. Solid-State Circuits, vol. 33, no. 8, pp. 1197-1187, 1998

6. Y. Ota, R.G. Swartz, V.D. Archer, S.K. Korotky, M. Banu, A.E. Dunlop: „High-speed, burst-mode, packet-capable optical receiver and instantaneous clock recovery for optical bus operation”, J. Li-ghtwave Technol., vol. 12, no. 2, pp. 325-331, 1994 7. Q. Le, Y. Oh, S. Lee: „Integrated differential

pream-plifier for 155 Mb/s ATM-PON system with fast re-sponse, high sensitivity and wide dynamic range”, Asia-Pacific Microwave Conference (AMCP), vol 2, pp. 478-481, 2002

8. Q. Le, S. Lee, Y. Oh, H. Kang, Y. Yoo: „A burst-mode receiver for 1.25-Gb/s Ethernet PON with AGC and internally created reset signal”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, pp. 2379-2388, 2004 9. Ł. Śliwczyński, P. Krehlik, M. Lipiński, A. Wolczko:

„Kompensacyjny układ wytwarzania progu kompa-racji dla światłowodowych systemów pakietowych”, PWT’2004, str. 115-120, 2004

10. Ł. Śliwczyński: „Odbiorniki do szybkich pakieto-wych systemów światłowodopakieto-wych wykorzystujące filtrację preambuły”, PWT’2005, str. 102-107, 2005 Rys. 13. Wykres oczkowy dla pakietu o amplitudzie

5 mV

Rys. 14. Wykres oczkowy dla pakietu o amplitudzie 200 mV