1. Podstawowe własności analogowych układów elektronicznych

(1)

1. Podstawowe własności analogowych

układów elektronicznych

(2)

Klasyfikacja układów elektronicznych

Liniowe układy elektroniczne spełniają zasady superpozycji i proporcjonalności.

Układy elektroniczne

Analogowe

układy elektroniczne

Cyfrowe

układy elektroniczne

Liniowe

Nieliniowe

Układy analogowe i cyfrowe a analogowe i cyfrowe przetwarzanie sygnałów…

̶ Po co w ogóle przetwarzać sygnały?

̶ Np. w celu przesłania sygnału na odległość (rozmiary anteny, nakładanie się kanałów itp.).

(3)

http://adobrowolski.wel.wat.edu.pl/

Jak badać/testować układy elektroniczne?

• Wymuszenie stałe

• Wymuszenia zmienne okresowe:

✓ Wymuszenie harmoniczne

✓ Wymuszenia „arbitralne”

• Wymuszenie „naturalne”

A. Dobrowolski 1 − 3/50

(4)

Układy nieliniowe

Praca stało i zmiennoprądowa

IC

U_BE Q1

Q2

iC(t)

t u_BE(t)

t

(5)

Układy nieliniowe

Praca mało i wielkosygnałowa (zniekształcenia nieliniowe)

I_C

U_BE Q₁

Q₂

i_C(t)

t u_BE(t)

t

A. Dobrowolski 1 − 5/50

(6)

Układy nieliniowe

Współczynnik zawartości harmonicznych (najprostsza miara zniekształceń nieliniowych)

2 2

2 3

1

... 100%

U U

h = ⁺ U ⁺ 

Dynamiczna charakterystyka przenoszenia

Uwy

1 dB

Uwe

Uwe min Uwe max

Zakres dynamiczny:

max min

20log

^we

we

D U

U

 

=  

 

Spadek wzmocnienia

Szumy

(7)

Parametry macierzowe czwórnika liniowego

1 3

Czwórnik liniowy

2 4

u₁ i₁

u₂ i₂

2

1 11 1 12 2 1

11

2 21 1 22 2 1 0

, .

u

i y u y u i

y itd

i y u y u u

₌

= +

  =

 = +



Macierz admitancyjna

u1 i 1

u2 y22

i2

3

4 1

2

y21U1 y12U2

y11

11 12

21 22

y y

 

=  

 

y

11 12 1 1

21 22 2 2

y y u i

= 

 =

     

 =

     

      i y u

y u i

Model matematyczny –

„czarna skrzynka”

A. Dobrowolski 1 − 7/50

(8)

Parametry macierzowe czwórnika liniowego

1 3

Czwórnik liniowy

2 4

u₁ i₁

u₂ i₂

2

1 11 1 12 2 1

11

2 21 1 22 2 1 0

, .

u

u h i h u u

h itd

i h i h u i

₌

= +

  =

 = +



h

11

h

12

u

2

h

21

i

1

h

22

Macierz mieszana (hybrydowa)

11 12

21 22

h h

 

=  

 

h

Cztery parametry macierzowe w pełni opisują czwórnik liniowy, istnieją więc jednoznaczne wzory pozwalające na wyznaczenie parametrów dowolnej macierzy w oparciu o parametry innej.

Z parametrów macierzowych można również wyznaczać parametry modeli fizycznych (np. hybryd ).

W układach mikrofalowych stosuje się macierz S.

(9)

Parametry robocze czwórnika liniowego

1 3

Y_G

Czwórnik liniowy

2 4

i_G e_G u₁

Z_G i₁

u₂ Z_L i₂

1 2

1 2 0

2 2 2 2

1 1

2

2 2

1

,

, , ,

, ,

,

*

G

we wy

e

u i us is

G G

d

p ps pd

gd gd

u L us L

i we is G

u u

z z

i i

u i u i

G G G G

u i e i

P

P P

G G G

P P P

G Z G Z

G z G Z

=

= =

= = = =

= = =

= =

A. Dobrowolski 1 − 9/50

(10)

Charakterystyki czasowe ( ) ( )

2 1 2

1 1 2

( )( )...( )

( ) ( )( )...( )

m m

n n

U s b s z s z s z K s U s a s p s p s p

− − −

= =

− − −

( )  ( ) 

( )  ( ) ( ) 

( ) ( ) ( )   ( )

( ) ( ) ( )

1 1

2 1

1 1

2

1

Jeśli 1

wówczas

-

U s u t

u t U s K s

u t t U s t

s

u t K s k t

s

 =



= 



=  = =

 

=  =

 

1 1

L L

( ) ( ) ( )   ( ) ( )  ( )  ^{( )}

1 1

2

1

Jeśli 1

wówczas ^-

u t t U s t

u t K s h t

=   =  =

= =

L L

Odpowiedź skokowa

Odpowiedź impulsowa Tylko w układach liniowych. Metoda uniwersalna: całkowanie numeryczne!

(11)

Odpowiedź skokowa

t k(t)

1.0 0.9

0.1 t

n

z(t)

t

o

0.5 ( ) ( ) ( ) ( )

2 2 2

1 2 3

0.35 0.45 ...

... dla 10%

n g

n n n n

i

t f

t t t t

z t z t z t z t z

 = 

= + + +

= + + + 

A. Dobrowolski

… ma kapitalne znaczenie w układach cyfrowych, głównie w filtrach cyfrowych.

Odpowiedź na dowolny sygnał wejściowy otrzymujemy obliczając sumę splotową wymuszenia i odpowiedzi impulsowej.

Odpowiedź impulsowa

1 − 11/50

(12)

Charakterystyki częstotliwościowe

( ) ( )

2

( )

1 2

1 1 2

1 2

0

1 2

j (j )(j )...(j )

j j (j )(j )...(j )

j j j

1 1 ... 1

j j j

1 1 ... 1

m m

n n

m

n

U b z z z

K U a p p p

z z z

K

p p p

 − − −

 = =

 − − −

       

− − −

    

    

=   −    −      −   

    

Charakterystyki częstotliwościowe określają własności (reakcje) układu w przypadku wymuszeń harmonicznych o określonych częstotliwościach.

Zniekształcenia liniowe!

j = z

_i

→ zera (ang. zeros, zeroes)

j = p

_i

→ bieguny (ang. poles)

(13)

Charakterystyki częstotliwościowe

( ) ( )

2 2 2

1 2

0 2 2 2

2 2 2

1 2

1 1 ... 1

j

1 1 ... 1

m

n

z z z

K K K

p p p

 +   +    +  

    

    

 =  =

 +   +    +  

    

    

( )

1 2

arctg arctg ... arctg

  

  = − − − − +

  

+ + + +

m

n

z z z

p p p

A. Dobrowolski 1 − 13/50

(14)

Jednobiegunowy FDP

U 2

R

C U 1

( ) ( ) ( )

( ) ( )

( )

1

2

1 1 1

j 1

1 1 j 1

j j j j j 1 1

j j j j 1 1 j 1 j

j _g

U

I R C

U C C C

K U U U R RC

C

 

  + 

   

 = = = = = =

   + +  + 

 

1 1 1 2

g

RC

RC f RC

 =

 = =



= 

( )

¹

j j

g K 0

 →    → = 

(15)

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )

( )

( ) ⁽ ⁾

( ( ) ) ^{( )} ( ^{( )} )

( ( ) ) ⁽ ⁾ ⁽ ⁾

2 2 2

2 2 2 2 2

1 1 1 j 1 j 1

j j

1 j 1 j 1 j 1 1 1

1 1 1

1 1 1 1

Im j

arg j arctg arctg arctg

Re j

RC RC RC

K RC RC RC RC RC RC

RC RC

K RC RC RC RC

K K RC RC

K

−  −  

 = =  = = −

+  +  −  +  +  + 

      + 

  =   +  = =

  +    +   +  + 



   

  =   =   = − = − 

   



( ) ( )

jarctg jarctg

2 2

1 1

j e e

1 1

RC g

g

K

RC

− 

−  

 = =

+    

+       

Jednobiegunowy FDP

A. Dobrowolski 1 − 15/50

(16)

Jednobiegunowy FDP

( ) ( )

0 1 0dB, 0 0

1 3dB, 45

2 0 dB, 90

g g

K

K f f

K

= =  = 

= = −  = − 

 = = −   = − 

U

2

R

C U

1

− 3 dB → połowa mocy!

1.59 k , 1 F,

_g

100 Hz

R =  C =  f =

-90.0 -30.0 0.00 0.00

(17)

K(f) [V/V]

f [Hz]

f_g

( ) ( )

1

1  → =

 → = 

g

g g

f f K f

f f K f f

f

Jednobiegunowy FDP – ch-tyki asymptotyczne

( )

2

1 1

g

K f

f f

=

+        

A. Dobrowolski

Skala liniowa

1 − 17/50

(18)

K(f) [V/V]

f [Hz]

( ) ( )

1

1  → =

 → = 

g

g g

f f K f

f f K f f

f

( )

2

1 1

g

K f

f f

=

+        

Jednobiegunowy FDP – ch-tyki asymptotyczne

(19)

K(f) [dB]

f [Hz] fg

( ) ( )

1

1  → =

 → = 

g

g g

f f K f

f f K f f

f

( )

2

1 1

g

K f

f f

=

+        

A. Dobrowolski

Jednobiegunowy FDP – ch-tyki asymptotyczne

Skala logarytmiczna

20 dB/dec 6 dB/oct

−

1 − 19/50

(20)

Jednobiegunowy FGP

U

2

C

R

U

1

( ) ( )

( )

jarctg 2

1 2

j 1 1

j j 1 j 1 1

d

K U e

U

RC



 

 = = =

 +  +  

1 1 1

, ,

d d 2

RC f

RC RC

 =  = = =

 

20 dB/dec 6 dB/oct

0.00 -30.0 90.0 0.00

1.59 k , 1 F, _g 100 Hz R =  C =  f =

(21)

Jednobiegunowy FGP

( )

2 2

1 1

1 1 1

2

d

K f

f

fRC f

= =

   

+      +    

f [Hz]

1 10 100

-30 -20 -10 0

1000

K( f )[dB]

f

d

A. Dobrowolski 1 − 21/50

(22)

Jednobiegunowy FGP z jednym zerem

U

1

C R

1

U

2

R

( )

0

1

1 1

,

_p

RC R R C

 =  =

( ) ( )

2

0 0

1 1

1 1 2

1 j 1

j ,

1 j

_p

1

p

R R

K K

R R R R

  

 +

+      

 =   = 

+ +   + +          

(23)

₀

-60 -40 -20 0

_p

( )





 



 

0

20 K

log K

( )

2 2

0 0

1

2 0 2

1

1 1

p p

K R K

R R

     

+      +     

 =  = 

+ +           +          

Jednobiegunowy FGP z jednym zerem

A. Dobrowolski 1 − 23/50

(24)

Wzmacniacz pasmowy

e _g

R _g

R _B

C _s1

R _C C _s2

R _o

+E _C

(25)

Wzmacniacz pasmowy

FDP₁ FGP₂

FGP₁ K₀ FDP₂

Rzeczywisty tranzystor

K0

( )

⁰

2 2

1 2

1

^d

1 1

^d

1

g g

K f K

f f f f

=

   

+      +        +      +      

A. Dobrowolski 1 − 25/50

(26)

Wzmacniacz pasmowy

1 10

f_d₁ -80

-60 -40 -20 0

1000 100

f_d₂

10 000 f_g₁

100 000 f_g₂

( ) 



 





0

20 K

f log K

f [Hz]

Jeden biegun

Dwa bieguny

(27)

Wzmacniacz pasmowy

1 10

f_d₁ -80

-60 -40 -20 0

1000 100

f_d₂

10 000 f_g₁

100 000

f_g₂ f [Hz]

2 1 2 2 1 1

2 2 2

1 2 2 2 2

1 1 1 2

4 , 4

1 1 1 1

1.1 1.1 , 1.1 1.1

d d d d g g g g

n m

d di d d

i g i gi g g

f f f f f f f f

f f f f

= =

 → =  → = →

=



= + =



= +

biegun dominujący

A. Dobrowolski 1 − 27/50

(28)

Efekty filtracji

Dźwięk oryginalny Dźwięk z przydźwiękiem 50Hz

(29)

Efekty filtracji górnoprzepustowej

A. Dobrowolski 1 − 29/50

(30)

Efekty filtracji pasmowozaporowej

(31)

Efekty filtracji dolnoprzepustowej

A. Dobrowolski 1 − 31/50

(32)

Szum elektryczny

Szum elektryczny to niepożądany, niepowtarzalny sygnał, najczęściej o rozkładzie normalnym, który dodaje się do sygnału użytecznego i

„zanieczyszcza” go utrudniając wyodrębnienie informacji niesionej

przez sygnał użyteczny.

(33)

Szum elektryczny

A. Dobrowolski 1 − 33/50

(34)

Szum elektryczny

(35)

Rodzaje szumów

**• Szumy białe (szumy o płaskim widmie*):**

✓ szumy termiczne,

✓ szumy śrutowe,

✓ szumy lawinowe (występują na złączach spolaryzowanych zaporowo, a modelowane są przez lokalne mikro-przebicia lawinowe).

• Szumy różowe (szumy, których widmowa gęstość mocy maleje ze wzrostem częstotliwości z nachyleniem -3dB/oct):

✓ szumy migotania,

✓ szumy wybuchowe (wynikają z zanieczyszczeń jonami metali).

„Kolorowe” nazwy szumów są analogią do widma światła widzialnego.

* Ze względu na charakter ludzkiej percepcji częstotliwości dźwięku, szum biały wydaje się mieć wzrastająca moc wraz ze wzrostem częstotliwości, dlatego w subiektywnym odbiorze dźwięku szum biały brzmi bardzo „jasno”, ma mało basu i wyeksponowane wysokie tony.

A. Dobrowolski 1 − 35/50

(36)

Widmo szumów

(37)

Inne rodzaje szumów

Szum brązowy, zwany czasem czerwonym, to szum o nachyleniu charakterystyki -6dB/oct.

Szum niebieski to szum występujący w zakresie wyższych częstotliwości o charakterystyce rosnącej z nachyleniem +3dB/oct.

Szumy fioletowy, czarny, zielony, pomarańczowy oraz szary pojawiają się w różnych klasyfikacjach szumów, ale nie mają w praktyce żadnego znaczenia.

Ponieważ szumy są nieskorelowane, ich moc sumuje się, a wypadkowa wartość skuteczna napięcia szumów jest równa pierwiastkowi kwadratowemu z sumy kwadratów wartości skutecznych napięć poszczególnych szumów. Oznacza to, że w praktyce znaczenie mają tylko te szumy, których napięcia skuteczne są kilka razy większe niż pozostałych.

W praktyce są to szumy termiczne, śrutowe i migotania i tylko je uwzględnia się w analizie szumowej układów elektronicznych.

A. Dobrowolski 1 − 37/50

(38)

Szum termiczny (thermal noise)

Szum termiczny powstaje wskutek chaotycznego ruchu swobodnych elektronów. Tego rodzaju bezładne ruchy elektronów (wynikające z

„odbić” od drgających jonów siatki krystalicznej) są równoważne mikroprądom elektrycznym o zmiennych amplitudach i kierunkach, a więc szumom, które ze względu na ich bezpośrednią zależność od temperatury nazwano szumami termicznymi lub cieplnymi.

Wartość średnia prądu sumacyjnego jest równa zeru, jednak

fluktuacje tego prądu powodują powstanie na końcówkach

przewodnika napięcia źródłowego o niezerowej wartości

średniokwadratowej. Zgodnie z centralnym twierdzeniem

granicznym szum termiczny ma rozkład normalny, ponieważ jest

superpozycją bardzo dużej liczby porównywalnych co do wielkości i

niezależnych statystycznie składowych.

(39)

Szum termiczny (thermal noise)

Szum cieplny jest jedynym rodzajem szumu występującym w warunkach równowagi termodynamicznej. Do generacji innych rodzajów szumów jest niezbędne doprowadzenie energii z zewnątrz. Dla częstotliwości „podświetlnych” (poniżej 5 THz) można pominąć efekty kwantowe i wówczas szumy cieplne charakteryzują się stałą wartością gęstości widmowej mocy (tzw.

szum biały) określoną wzorem:

( )

^d ^k

d

n T

W f P T

= f =

Zatem moc szumów termicznych w paśmie f wynosi:

( )

^d ^{k d} ^k

f f f f

T T

f f

P W f f T f T f

+ +

 

 

 

= = = 

A. Dobrowolski 1 − 39/50

(40)

Szum termiczny (thermal noise)

Szumy cieplne rezystora można w szerokim zakresie częstotliwości przedstawić za pomocą układów zastępczych złożonych z bezszumnego rezystora i napięciowego lub prądowego źródła szumów. Z założenia, że dysponowana moc szumów układów zastępczych musi być równa dysponowanej mocy szumów cieplnych rzeczywistego rezystora, otrzymujemy zależności Nyquista, określające średniokwadratowe wartości napięcia źródłowego szumów cieplnych rezystora lub ekwiwalentnego zwarciowego prądu tych szumów w paśmie f.

Występująca w tych zależnościach wielkość R nie oznacza

jedynie typowej rezystancji, np. w przypadku kondensatora

mogą to być straty dielektryka, a dla cewki – straty wynikające z

przepływu prądów wirowych.

(41)

Szum termiczny (thermal noise)

2

( ) 2 ( )

4 4

i sz i

d sz d

P = i R → i = G P 

2

i

sz

i

_sz²

2

u

sz

u

_sz²

R R

R

2

( ) 2 ( )

4 4

u sz u

d sz d

P u u R P

= R → = 

A. Dobrowolski

Moc dysponowana to maksymalna moc jaką możemy odebrać ze źródła, czyli moc w odbiorniku w warunkach dopasowania energetycznego. Moce dysponowane źródeł prądu i napięcia szumów określone są wzorami (występujące w tych wzorach wartości prądu i napięcia szumów są kwadratami

wartości średniokwadratowych – skutecznych, rms – wyrażonymi w [A²

] i [V

²

]):

1 − 41/50

(42)

Szum termiczny (thermal noise)

Ponieważ

( )i ( )u

d d T

P = P = =  P kT f

2 2 2 2

_

4 A ,

_

4 V

sz f sz f

i

_

= kTG f      u

_

= kTR f     

dla kwadratów wartości rms prądów i napięć w paśmie f otrzymujemy:

2 2 2 2

4 A /Hz , 4 V /Hz

sz sz

i = kTG     u = kTR    

a dla ich gęstości widmowych:

(43)

Szum śrutowy (shot noise)

Szum śrutowy związany jest z dyskretną naturą nośników prądu w elementach próżniowych i półprzewodnikowych. Na skutek nieciągłej struktury prądu, będącego sumą impulsów wywołanych przepływem nośników elementarnych, powstają fluktuacje jego wartości chwilowej.

W lampach szum śrutowy jest związany z losowym charakterem momentów wylotu elektronów z katody i losowym rozkładem ich prędkości. Termin „szum śrutowy” wprowadził Schottky, który teoretycznie oszacował fluktuacje prądu anodowego diody próżniowej.

A. Dobrowolski 1 − 43/50

(44)

Szum śrutowy (shot noise)

W przyrządach półprzewodnikowych wyróżnia się w tego rodzaju szumach – ze względu na sposób ich powstawania – szumy dyfuzyjne i generacyjno-rekombinacyjne. Szumy dyfuzyjne powstają wskutek fluktuacji dyfuzji (głównie nośników mniejszościowych), tj. nieregularnego przechodzenia nośników przez barierę potencjału. Szumy generacyjno-rekombinacyjne wynikają z przypadkowych zmian prędkości procesów generacji i rekombinacji, co powoduje fluktuacje liczby nośników ładunku.

Dla częstotliwości mniejszych od 1GHz szumy śrutowe mają charakter szumu białego o gęstości widmowej:

2

0

sz e

i = q I gdzie: q

_e

– ładunek elektronu,

I – wartość średnia przepływającego prądu.

(45)

Szum migotania (flicker noise)

Terminem tym określa się dominującą w zakresie m.cz. składową szumów o widmowej gęstości mocy odwrotnie proporcjonalnej do częstotliwości. W tym zakresie poziom szumów migotania, zwanych często szumami 1/f, znacznie przekracza poziom szumów cieplnych i śrutowych, ale już powyżej 10 kHz szumy te są praktycznie do pominięcia. Po raz pierwszy szumy te zaobserwował Johnson w 1925 r., a Schottky nazwał je „szumami migotania”.

Szumy 1/f są zjawiskiem bardzo powszechnym, a ich wartość zależy od struktury stykających się ze sobą przewodników (lub półprzewodników – jak w przypadku złącza pn), dlatego w literaturze polskiej często nazywa się je

szumami strukturalnymi.

Gęstość widmowa szumów migotania określona jest zależnością

2 0

Af

sz f

i K I

=  f

A. Dobrowolski

gdzie:

I₀

– wartość średnia przepływającego prądu,

K_f

, A

_f

– współczynnik i wykładnik szumów migotania (stałe materiałowe).

1 − 45/50

(46)

Parametry szumowe

( )

( ) ( )

sz. wy. sz. g. wy. sz. wł. wy. sz. wł. wy.

sz. g. wy. sz. g. wy. sz. g. wy.

s. we. dys.

sz. wy. sz. wy. sz. we. dys.

s. wy.

sz. we. dys.

s. we. dys.

d d d d

1 1

d d d

d

d d d

d d

d

ps

P P P P

F f P P P

P

P P P

F f P G f P P

P P

= = + = + 

= = =

 

^{s. wy.}

sz. wy.

dP

( ) ( )

_outⁱⁿ

S N

NF S

N

=

lub

(47)

Parametry szumowe

( )

2

1 2 1

2 1 2

1

1 2

. . . sz. wy.(f f )

sz. g.wy.(f f )

. . .

Całkowita wyjściowa moc szumów w paśmie

Wyjściowa moc szumów pochodząca jedynie od generatora w paśmie

d d

C

f

sz g wy f

f

sz g wy f

f f

F f f

P F f f

P

P P f





=  =



 

= = =

 

A. Dobrowolski

( ) ( ) ( )

2 2

1 1

2 2

1 1

0

d d

f f

ps ps

f f

C f f

ps ps

f f

kT G f F f f G f F f f F

kT G f f G f f

 

 

 

 

    

= =

  

Gdy ograniczymy się tylko do szumów termicznych generatora

Ostatni wzór obowiązuje dla wszystkich szumów generatora o charakterze szumów białych.

1 − 47/50

(48)

Parametry szumowe

( )

0

1 ,

0

290 T

e

= T F − T = K

3 2

1 1

1 1 2

1 2

1 1

1

1 1 1

...

n n

pd pd pd

pdi i

e en

e e n

pd

pdi i

F

F F

F F G G G

G

T T

G G

−

=

−

=

− − −

= + + + +

= + + +



Dla kaskady stopni wzmacniających o jednakowych pasmach przenoszenia, zachodzą związki:

Wygodnym parametrem szumowym jest skuteczna (efektywna)

temperatura szumów:

(49)

Zakłócenia

A. Dobrowolski

Zakłócenia to sygnały niepożądane pochodzenia zewnętrznego (w stosunku do elementów elektronicznych) i wywołane pracą innych urządzeń elektrycznych lub zjawiskami przyrodniczymi (np.

wyładowaniami atmosferycznymi).

Zakłócenia rozprzestrzeniają się za pośrednictwem: pola elektrycznego, pola magnetycznego, sprzężenia galwanicznego lub też poprzez promieniowanie elektromagnetyczne. Ze względu na naturę zakłóceń można podzielić ja na zakłócenia małej lub wielkiej częstotliwości oraz na zakłócenia trwałe lub przejściowe.

1 − 49/50

(50)

Zakłócenia

Metody minimalizowania zakłóceń:

• właściwe projektowanie (konstruowanie) układów elektronicznych pod kątem odporności na zakłócenia,

• środki przeciwzakłóceniowe: ekranowanie, separowanie sygnałów, symetryzacja sygnałów, prawidłowe uziemienie…,

• odsprzęganie: kondensatory, dławiki, diody, filtry.

(51)

2. Układy zasilania tranzystorów

(52)

Wybór punktu pracy

• I_Cmax – maksymalny I_Cpowyżej którego maleje wzmocnienie  → zniekształcenia nieliniowe.

• U_CEOmax – maksymalne napięcie C-E przy rozwartym obwodzie bazy (bez wysterowania).

(53)

http://adobrowolski.wel.wat.edu.pl/ A. Dobrowolski

Wybór punktu pracy

I_C[mA]

F [dB] BC109

2 − 3/30

(54)

Wybór punktu pracy

(55)

Wybór punktu pracy

2 − 5/30

(56)

Polaryzacja tranzystora bipolarnego

„+”

„0”

„+” „+”

Złącze „emiterowe” ma „emitować” nośniki, więc musi być spolaryzowane w kierunku przewodzenia – napięcie na przewodzącym złączu krzemowym zawiera się w zakresie od 0,6 do 0,7V.

Złącze „kolektorowe” musi być spolaryzowane w kierunku zaporowym – wówczas ma ono charakter źródła prądowego, którego prąd, zwany tu „prądem nasycenia”, zależy tylko od koncentracji nośników mniejszościowych. Nośniki wstrzykiwane do obszaru bazy z emitera są dla złącza kolektorowego nośnikami mniejszościowymi, a więc ich ilością można sterować prądem „zbieranym” przez kolektor.

Nośniki te to prąd bazy zależny od napięcia baza- emiter.

Ponieważ rezystancja przewodzącego złącza jest niewielka, to do zmian prądu bazy wystarczają niewielkie zmiany napięcia sterującego U_BE, które powodują zwielokrotnione zmiany prądu kolektora.

Prąd kolektora przepływając przez stosunkowo dużą rezystancję obciążenia wytwarza na niej wzmocnione napięcie wyjściowe.

(57)

„0”

„+” „+” „ – ” „–”

„+”

„–”

Polaryzacja tranzystora bipolarnego

„0”  lub lub

2 − 7/30

(58)

Dwubateryjny układ polaryzacji

I

_B

I

_C

R

_B

R

_C

E

_B

E

_C

I

_E

U

_BE

= +

= + + =

E B C

B B B BE C C CE C

I I I

E I R U I R U E

I

_B

I

_C

R

_B

R

_C

+E

_B

+E

_C

I

_E

U

_BE

+ –

+ U

_CE

–

U

_RB

U

_RC

(59)

Dwubateryjny układ polaryzacji

1 V 1MΩ 1 A

B B

B

E R

I



  I

_B

I

_C

R

_B

R

_C

+E

_B

+E

_C

I

_E

U

_BE

10 V 1kΩ 1mA

C C C

E R I



B BB C CC

E  U E  U

E B C

I = + I I 600 700 mV

U 

BE

−

2 − 9/30

(60)

Prosta obciążenia

W miarę wzrostu prądu bazy punkt pracy tranzystora przemieszcza się po prostej obciążenia w stronę większych prądów I_C i mniejszych napięć U_CE. Dla pewnej wartości prądu bazy (tu 12 μA) punkt pracy tranzystora znajduje się na paraboli wyznaczającej granicę między zakresem pracy normalnej a zakresem nasycenia (punkt A, U_CB = 0). Zwiększenie prądu bazy wprowadza tranzystor w stan nasycenia (złącze CB spolaryzowane jest teraz w kierunku przewodzenia), w którym zmiany prądu kolektora w funkcji prądu bazy nie są już liniowe, co powoduje niewielki tylko wzrost prądu kolektora i jednocześnie niewielkie zmniejszenie napięcia U_CE (punkt B, I_B = 15 μA). Dalsze zwiększanie prądu bazy powoduje pogłębienie się stanu nasycenia i nieznaczne zwiększanie I i zmniejszenie U (punkt C).

(61)

Wpływ temperatury – U

_BE

Dla ustalonego prądu I

_C

, U

_BE

maleje ze wzrostem

temperatury w tempie –2,3 mV/stopień (dla tranzystorów Si).

Przy ustalonym U

_BE

ze wzrostem temperatury

prąd I

_C

rośnie.

2 − 11/30

(62)

„Thermal runaway”: T

^

→ U

_BE

 const → I

_C ^

→ T

^

I

_B

I

_C

R

_B

R

_C

+E

_B

+E

_C

I

_E

U

_BE

Wpływ temperatury – U

_BE

(63)

= −

= +

= + = +

 = = −

 = = −

+



 

 =  =

+  − 

0 0

0

0 0

' '

'

' '

1 , 1

B B CB

C C CB

E B C B C

df

C C CB

E E

df

C C CB

B B CB

I I I

I I I I I

I I I

I I

I I I

Primem oznaczono prądy nie uwzgledniające prądów zerowych („idealne”).

Wpływ temperatury – I

_CB0

I

_CB0

ze wzrostem temperatury co 6 stopni podwaja się

(dla tranzystorów Si).

R

R R

+E c

B c

E

I_C' I_CB0

I_B' +EB

2 − 13/30

(64)

0 0

' '

B B CB

C C CB

I I I

= −

= +

Primem oznaczono prądy nie uwzgledniające prądów zerowych („idealne”).

Wpływ temperatury – I

_CB0

I

_CB0

ze wzrostem temperatury co 6 stopni podwaja się

(dla tranzystorów Si).

Prąd I

_CB0

odejmuje się od prądu bazy i ze wzrostem temperatury powoduje zmniejszanie się napięcia na R

_B

, co przy stałym E

_B

wymusza wzrost U

_BE

, a tym samym I

_C

.

Z drugiej strony bezpośrednio zwiększa prąd I

_C

.

R

R R

+E c

B c

E

I_C' I_CB0

I_B' +EB

(65)

W „pokojowym” zakresie temperatur  rośnie w funkcji temperatury.

Wpływ temperatury – 

0 0

' '

C C CB C

C B

B B CB B

I I I I

I I

I I I I

 = = −    

+

Wzrost temperatury również poprzez wpływ  powoduje wzrost prądu I

_C

.

R

R R

+E c

B c

E

I_C' I_CB0

I_B' +EB

2 − 15/30

(66)

Stabilizujące punkt pracy sprzężenie emiterowe

R

_E

I

_B

I

_C

R

_B

R

_C

+E

_B

+E

_C

I

_E

T

^

→ I

_C ^

→ I

_E ^

→ U

_RE ^

→ U

_BE ^

→ I

_C ^

1. Podstawowe własności analogowych układów elektronicznych