Kierunek: Elektronika i Telekomunikacja Moduł Elektronika AGH Kraków 2011-2012

Kierunek: Elektronika i Telekomunikacja Moduł Elektronika

AGH Kraków 2011-2012

Test wielokrotnego wyboru - przykładowe pytania na Egzamin Kierunkowy po I stopniu studiów oraz Wstępny na II stopień studiów stacjonarnych i

niestacjonarnych na Elektronice i Telekomunikacji.

Do każdego pytania dołączono jedną przykładową odpowiedź, jaka może się znaleźć w teście.

Odpowiedź ta może być poprawna, ale i niepoprawna. Ma ona jedynie ściślej przybliżyć tematykę, której pytanie dotyczy.

Pytania dotyczą następujących przedmiotów:

ANALOGOWE UKŁADY ELEKTRONICZNE cz.I”

ELEMENTY ELEKTRONICZNE

ANTENY I PROPAGACJA FAL RADIOWYCH PRZETWARZANIE SYGNAŁÓW

ANALOGOWE UKŁADY ELEKTRONICZNE cz. II TECHNIKI BEZPRZEWODOWE

TECHNIKA WIELKICH CZĘSTOTLIWOŚCI

INŻYNIERIA MATERIAŁOWA I KONSTRUKCJA URZĄDZEŃ TECHNIKA CYFROWA

TEORIA SYGNAŁÓW

TECHNIKA MIKROPROCESOROWA

PYTANIA TESTOWE

Z „ANALOGOWYCH UKŁADÓW ELEKTRONICZNYCH cz.I”

1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze liniowym

( )

⎦

⎢ ⎤

⎣

⎡ − −

= 2

2 DS DS T GS ox D

U U U U L C

I W μ

obowiązuje w przedziale napięć:

dla UGS > UT i UDS > UGS -UT

2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora MOSFET można wyznaczyć przy:

składowej stałej napięcia UDS = UGS - UT

3. Częstotliwość graniczną fT tranzystora MOSFET wyznacza się przy:

galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem dla składowej zmiennej 4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego w konfiguracji OE:

przecinają się z osią

U

zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego β wyznacza się przy galwanicznym zwarciu na wyjściu kolektora z emiterem

6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi fα , fβ , fT tranzystora bipolarnego zachodzą relacje:

fβ < fα < fT

7. Układ wzmacniacza na tranzystorze bipolarnym z dwójnikiem RECE w obwodzie emitera i transformatorem w obwodzie kolektora , UCC = 48 V, spoczynkowy prąd kolektora ICQ = 400 mA, RE = 2 Ω, transformator obciążony jest po stronie wtórnej rezystancją RL= 4 Ω, rezystancja uzwojenia pierwotnego transformatora r1 = 2 Ω, rezystancja uzwojenia wtórnego transformatora r2 = 0,2 Ω, przekładnia transformatora p= z1/ z2)= 5. Napięcie kolektor-emiter UCEQ w spoczynkowym punkcie pracy wynosi:

UCEQ = 4, 4 V

8. Proste (Rys.1) i kaskodowe (Rys.2) lustro prądowe na tranzystorach bipolarnych.

Minimalne napięcia wyjściowe w tych lustrach w przybliżeniu wynoszą:

Rys.1 Rys.2 Rys.1); UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V Rys.2); UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V

T

T

U

T

T

T

U

3

T

9. Proste (Rys.3) i kaskodowe (Rys.4) lustro prądowe typu „high swing” na tranzystorach PMOS: minimalne napięcia wyjściowe w lustrach w przybliżeniu wynoszą (napięcie progowe VTp = - 0,6 V):

I_O =I_D2 I_D1

I_REF

U_GS

UO

M

M

I_REF

M2

I_O

M3

M4 M₁

U_GS

U_GS2

U_GS1

U_DS2

U_DS1 U_O U_GG

Rys.3 Rys.4

Rys. 3); UOmin = VT ≈ - 0,6 V Rys. 4); UOmin = -2 VT ≈ - 1,2 V 10. Prawdziwe są relacje:

we wzmacniaczu prądowym: Y_in>> ,Y_g Y_o<<Y_L

11. We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy oddziaływania zwrotnego z wyjścia na wejście, to w konfiguracjach OE (Rys.5) lub OS (Rys.6) prawdziwe są

zależności:

E_g

Rg C₁

U1

R1

R₂

R_C

T

R_E CE

C₂

R_L U₂

U_CC +U_DD

Rg C1

R₁

R₂ R_S CS

R_D C₂

U₂

RL

E_g 5

.

Rys ^Rys.6

U1

wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła sterującego Rg rośnie rezystancja wejściowa wzmacniacza.

12. W układzie na poniższym rysunku mamy: RC = 12 kΩ , RL = 12 kΩ , rbe = 4 kΩ , rce= 100 kΩ, rezystancje dzielnika R1= 300 kΩ i R1= 80 kΩ, Rg = 4 kΩ, współczynnik wzmocnienia prądowego β =100.

E_g

R_g C₁

U₁

R₁

R₂

R_C

T R_E C_E

C₂

R_L U₂ U_CC a)

Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi:

kus = − 65,

13. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym w postaci tranzystora PMOS w połączeniu diodowym. Transkonduktancje tranzystorów są równe:gmn = 0,2 mS dla NMOS, gmp = 0,1 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005mS. Rezystancja obciążenia RL = 100 kΩ.

Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:

ku ≈ −1,67 ; rout ≈ 8,33kΩ

14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem stałoprądowym na tranzystorach PMOS z kanałem wzbogacanym. Transkonduktancje tranzystorów są równe:gmn = 0,1 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe:

gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = = 200 kΩ.

Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:

ku ≈ − 10 ; rout ≈ 100 kΩ

15. Inwerter CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS. Transkonduktancje obydwóch tranzystorów są równe: gmn = 0,15 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,004 mS. Rezystancja obciążenia RL = 300 kΩ.

Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:

ku ≈ − 13,28 ; rout ≈ 88,23 kΩ

16. Układ wzmacniacza różnicowego na tranzystorach bipolarnych. Prawdziwe są stwierdzenia, że:

T₁ T₂ I_C2 I_C1

I_E1 I_{E 2}

R_C R_C

+U_CC

−U_EE

U_BE1 U_{BE 2}

U_C1 U_C2

U₂ U₁

R_I I

U_OR

Zmiana napięcia zasilającego − UCC nie wpływa na wartości prądów IC2 oraz IC2

17. Para różnicowa na tranzystorach MOSFET. Która z podanych informacji jest prawdziwa?

M₁ M₂

M₅

- obciążenie aktywne

+UDD

−U_SS −U_SS U_D1 U_D2

U_OR

r_O r_O

r_O I_D2 I_D1

U_{GS 2} U_GS1

U_G2 U_G1

U_GG

I

−U_SS

Rezystancja wyjściowa na wyjściu symetrycznym wynosi:

18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach pnp (Rys. b)). Dla tego wzmacniacza poprawne są informacje:

O ds

out g g

R ≈ +

1

2

T₁ T₂ T₄ T₃

T₅

E

b) + U_CC

I_{C 3} I_C1

I_{C 4} I_{C 2} U₁

I_O

− UEE

I

U₂ U_O

U_BB

Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak napięcie różnicowe na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC).

19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach PMOS (Rys. c)). Parametry wzmacniacza: gm1,2 = 0,2 mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4

= 0,003 mA/V, układ zostanie obciążony rezystancją RL = 300 kΩ. Wzmocnienie dla sygnałów różnicowych UG1 = Ur ; UG2 = 0) i rezystancja wyjściowa wynoszą:

M₁ M₂ M₄

M₅ M₃

S

c)

+ U_DD

I_{D 3} I_D1

I_{D 4}

I_{D 2}

U_{G 1} U_{G 2}

I

− U_SS U_GG

U_O

kur ≈ 24,01 ; Ro ≈ 120,48 kΩ

20. Wzmacniacz operacyjny ze sprzężeniem prądowym, zrealizowanym na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o częstotliwości granicznej 10 MHz i wzmocnieniu

stałoprądowym ki = 4,1 w którym zastosowano: R1 = 10 kΩ, R2 = 50 kΩ (rysunek poniżej). 3dB-owa częstotliwość graniczna układu nieodwracającego wynosi:

+

R1

R2

ki -

fg = 50 MHz

21. Niesymetryczny wtórnik emiterowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na tranzystorze npn w obwodzie emitera (rysunek poniżej). Prawdziwe są zależności:

Wzmocnienie napięciowe jest równe:

22. Niesymetryczny wtórnik źródłowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na tranzystorze NMOS w obwodzie źródła (rysunek poniżej). Z podanych informacji prawdziwe są?

i_o +U_CC

−U_EE u_i

u_o R_L R

T₃

T₁

T₂ I I

L e b bb

e b

L e u b

R g r

g

R g U

k U

' 0 ' '

' 0 1

0 2

) 1 ( 1

) 1 (

+ + +

= +

= β

β

u_i

+U

−U_SS

−U_SS

R_L i_o M₁

u_o ISS

2

gDS

Wzmocnienie napięciowe jest równe:

23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A (rysunek obok) : Spośród podanych informacji prawdziwe są?

Przy ui = 0, uO = − UEBP ≈ 0 [V]

+U_CC

−U_EE u_i

I_p

R_L I_p

T₁

T₂ D₁

D₂ u_o

i_o

L mb m

m L

ds ds mb m

m

u g g G

g G

g g g g

g

+

≈ + + + +

= +

2 1

k 0

24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie ku = 100, fg = 1 MHz zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja toru sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po zastosowaniu tego sprzężenia, parametry wzmacniacza będą wynosiły:

kuf = 10, fgf = 1,5 MHz;

25. Dla charakterystyk częstotliwościowych układu wzmacniacza w oparciu o kryterium Bodego, warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk

częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli

T j ( ω ) = k β

ω ω= _ϕ, przy której arg (T jω_ϕ)= − , moduł π T j(

ω

26. Ujemne sprzężenie zwrotne prądowe – równoległe we wzmacniaczu dwustopniowym charakteryzuje się tym, że:

Zwiększa konduktancję wejściową, zmniejsza konduktancję wyjściową.

27. Ujemne sprzężenie zwrotne napięciowe – szeregowe we wzmacniaczu dwustopniowym charakteryzuje się tym, że:

Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez rezystor na bazę lub bramkę tranzystora pierwszego stopnia.

28. Kompensacja charakterystyk częstotliwościowych wzmacniaczy operacyjnych (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje:

dB

-20dB/dek

-40dB/dek

-40dB/dek -20dB/dek

1 k_u

20log k_u0

ω_I ω_I^' ω_II^'

ωII

ωT

ω

z

Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej pomiędzy wyjściem i wejściem drugiego stopnia i ten sposób kompensacji

charakterystyki częstotliwościowej wzmacniacza nazywany jest kompensacją biegunem dominującym.

29. Wzmacniacze odwracający i nieodwracający, zrealizowano na wzmacniaczach operacyjnych (rysunek poniżej).

k^u

d

R₃

R₁ R₂

u_in

i₁ i₂

u₁ u_o

u_d u₂

u_in u_o

u_d i₁

i₂ R₁

R₃

k_ud

− + Z

R₂

Przy R1 = 10 kΩ; R2 = 100 kΩ; wzmocnienia układów wynoszą:

układ odwracający; układ nieodwracający:

kuf = −10 kuf = 10

30. W integratorze (rysunek poniżej) zrealizowanym na rzeczywistym wzmacniaczu operacyjnym ( z kompensacją biegunem dominującym), ωg = 500 sec^(-1) ;

ωT = 500 ·10⁵sec^(-1) ; R1 = 10 kΩ; C = 10 nF; całkowanie zachodzi w paśmie:

k_ud

−

u_in + u_o

ud

R₁

C i1

i₂

ω { 0,5 ·10⁻⁹sec⁽⁻¹⁾ ÷ 500 ·10⁵sec⁽⁻¹⁾}

31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące:

dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowo-przepustowej, środkowo-zaporowej ; ; ;

32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu rezonansowego jest równa f0 =10 MHz, zaś jego dobroć Q0 = 20. Moduł impedancji Z tego obwodu rezonansowego maleje o 3 dB względem wartości f0 przy częstotliwościach:

2 0 2 0

2 2

0 ω ω

ω ω + +

+ +

Q s s

Q s s H

z z z

2 0 2 0

0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H s

2 0 0 2

2 0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H

2 0 0 2

2

0 ω ω

+

+ s

s Q H s

f1 = 9,85 MHz ; f2 = 10,15 MHz

33. Rezonator kwarcowy, w porównaniu z konwencjonalnymi obwodami rezonansowymi, charakteryzuje się wyjątkowo dużą dobrocią, zawierającą się w zakresie od

kilkudziesięciu tysięcy do kilku milionów. Jest to wynikiem:

dużej wartości stosunku

L

/ C

r

34. Na rysunku poniżej przedstawiono model zastępczy środkowego stopnia rezonansowego wzmacniacza LC z tranzystorami MOSFET: Parametry: gm = 0,5 mA/V; G0 = 0,006 mA/V; G12 = 0,01 mA/V; gds = 0,004 mA/V ; L = 10 μH ; C = 10 pF, C22 = 0,5 pF, C11 = 1 pF. Częstotliwość rezonansowa wzmacniacza i moduł wzmocnienia w rezonansie wynoszą:

U_in G₁₂ C₁₁ C₂₂ g₂₂ g U_{m in}

L C G₀ G₁₂ C₁₁ U_o

G¹² R₁ R₂

1 1

= +

ku0 = − 30 ; f0 = 12,84 MHz

35. W układach w. cz. niesymetryczne wzmacniacze różnicowe OC-OB , w porównaniu ze wzmacniaczami kaskodowymi, charakteryzują się tym, że:

Układ OC-OB posiada podobne właściwości częstotliwościowe jak kaskoda.

36. W monolitycznym układzie stabilizatora kompensacyjnego, np. uA723, UIN = 12 V, UREF

= 6 V, aby uzyskać stabilizowane napięcie wyjściowe UOUT = 3,0 V, wartości rezystorów dzielników RA – RB (dzielnik próbkujący napięcie wyjściowe) oraz RC – RD (dzielnik próbkujący napięcie referencyjne) można dobrać równe:

U_IN R₅ I_OUT

R₆

R₇

R_A

R_B U_OUT

R_C

C₂

100 pF

μA723

6

5

7 13 4

11 12 10

2 3

RD

RA = 50 kΩ , RB = ∞ , RC = 10 kΩ , RD = 10 kΩ ,

37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia (rysunek poniżej): UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UZ2 = 3,3 V, UBEP = 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax = 0,5 A. Rezystancja R5 powinna być równa:

a) b)

U_IN U_OUT

U_{Z 2}

R₃ R₂

R₁ R₅

R₄ U_R5

T₁

T₃

T₂ U_{BE 3}

U_OUT

I_OUT I_{OUT max} I_ZW DZ₂

DZ₁ D

R5 = 6,6 Ω ,

38. W układzie z redukcją prądu zwarcia (rysunek poniżej): UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UBEP = 0,7 V, R5 = 1,0 Ω, R6 = 3 kΩ , R7 = 7 kΩ. Prąd zwarcia IZW w tym układzie wynosi:

R₄

T₃

T₂

R₅

R₈ ^R6

T₁

T₄ R₁

R₂ R₇

R₃

U_R6

U_R5

U_IN U_OUT

a) b)

U_{BE 4}

U_OUT

I_OUT I_{OUT max} I_ZW

I_OUT

IZW = 1,2 A

9. Podstawowy układ sterowanego kontrolera napięcia stałego obniżającego

owego ić:

3

napięcie (rysunek poniżej). Przy: UIN = 340 V, aby wartość napięcia wyjści

wynosiła 24 V współczynnik wypełnienia przebiegu sterującego γ powinien wynos

u_O

I_O i_L

i_C u_L

u_K

L

U_I C

II

I i_KI

R_L i_K i_D

II = i_E =i_KI

u_ST

γ ≈ 0,0706 V

0. Podstawowy układ konwertera podwyższającego napięcie wyjściowe (rysunek poniżej).

4

Przy UIN = 12 V i współczynniku wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi:

u_O I

i_{D O}

i_C C U_I

I II i_L

R_L u_C

u_K i_KI u_ST

+

− UO = 10 V

41. Konwerter z odwracaniem biegunowości napięcia wyjściowego (rysunek poniżej). Przy UIN = 6 V i współczynniku wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,4, wartość napięcia wyjściowego uo wynosi:

u_O I_O

i_L u_L u_K =u_CE

L C

U_I

I II

R_L i_D

i_E =i_KI T

u_ST

u_C D

+

− +

−

Układ sterujący

UO = − 10 V

42. Współbieżny konwerter napięcia stałego z pojedynczym kluczem i dodatkowym uzwojeniem z3 (rysunek poniżej). W układzie UIN = 320 V; z1 = z3; z2 = 0,1 z1. Przy współczynniku wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi:

UO = 16,2 V

43. Przeciwsobny konwerter z równoległym przetwarzaniem (rysunek poniżej). W układzie UIN = 320 V; z1 = z3; z2 = 0,1 z1. Przy współczynniku wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,5 wartość napięcia na odciętym kluczu tranzystorowym wynosi:

UK = 640 V

44. W stabilizatorach impulsowych jako klucze stosuje się:

Najczęściej tranzystory mocy VDMOS przy dużych częstotliwościach kluczowania i diody Schottky’ego.

u O

IO

U_I

D2

+

− D1

z₃ z₁ z₂ p z

= z¹

2

p z

R = z¹

3

γ T

u2

uK

L i_R

D³ C R^L

u O

UI

D2

D₁

z1 z2

p:1

u 3

uK1

L

C +

−

RL

u L

iL

z₂ uK 2

b p:1

b a1

a2

z1

K1

K2

ut

45. Model szumowy tranzystora bipolarnego (rysunek poniżej). Które z podanych informacji są prawdziwe?

r_{b e'} U_{b e'} g U_{m b e'}

C_jc

r_ce

B^' C

i_c² i_b²

u_b² r_bb'

E B

C_e

Źródło napięciowe ub reprezentuje szumy termiczne rezystancji rbb’.

46. Model szumowy tranzystora MOSFET (rysunek poniżej). Które z podanych informacji są prawdziwe?

C_gs U_gs

g U_{m gs} C_gd

r_ds

D

i_d² i_g²

S G

C_gb

Generator i_d² reprezentuje szumy termiczne przewodzącego kanału oraz szumy 1 f . 47. Wzmacniacze mocy klasy A, B i AB. Która z podanych informacji jest prawdziwa?

Wzmacniacz mocy klasy B z transformatorem na wyjściu posiada taką samą sprawność energetyczną jak wzmacniacz klasy B beztransformatorowy.

48. Przeciwsobny wzmacniacz klasy AB z diodą kluczującą (rysunek poniżej).

R₁

D

D₂ R_L u_o

u_i

+U_CC

−U_CC T₁

T₂ i_o

Która z podanych informacji jest prawdziwa?

Jeżeli na przedstawionym rysunku zewrzemy napięcie sterujące (ui =0), to wtedy napięcie na wyjściu układu uO = 0.

49. Wzmacniacz mocy klasy D:

może posiadać szersze pasmo częstotliwości niż wzmacniacz klasy AB.

ELEMENTY ELEKTRONICZNE 1. Które z poniższych stwierdzeń odnośnie cewki jest prawdziwe:

w obwodzie prądu stałego cewka nie gromadzi energii w polu magnetycznym 2. Stratność kondensatora rzeczywistego:

zależy odwrotnie proporcjonalnie od R (rezystancja szeregowa) 3. W temperaturze T=0K w półprzewodniku samoistnym:

tylko dziury znajdują się w paśmie przewodnictwa

4. Generacja pary elektron-dziura w półprzewodniku samoistnym może zostać przyspieszona przez:

jonizację zderzeniową

5. W półprzewodniku samoistnym stosunek liczby elektronów do dziur:

zależy od temperatury

6. W półprzewodniku domieszkowanym typu p liczba elektronów:

zależy od koncentracji domieszki

7. Przez złącze spolaryzowane zaporowo płyną prądy:

unoszenia elektronów z obszaru p do n

8. Przez idealne złącze p-n, o prądzie nasycenia 1nA, spolaryzowanym przewodząco napięciem 26mV w temperaturze pokojowej (300K) płynie prąd:

2,72nA

9. O złączu p-n można powiedzieć, że:

baza diody jest krótka jeśli jej długość jest mniejsza niż droga dyfuzji odpowiednich nośników 10. Rezystancja dynamiczna diody prostowniczej w kierunku przewodzenia:

rośnie wraz ze wzrostem prądu

11. Dla diody krzemowej spolaryzowanej w kierunku przewodzenia wyznaczono punkt pracy I_D=10mA i U_D=0,7V. W tym punkcie pracy:

rezystancje statyczna i dynamiczna nie zależą od punktu pracy 12. W diodzie p⁺-n pojemność złączowa zależy od:

powierzchni przekroju złącza

13. Pojemność dyfuzyjna jest pojemnością dominującą przy:

zaporowo spolaryzowanej diodzie świecącej 14. O złączu p-n i diodach można powiedzieć, że:

temperaturowy współczynnik napięcia stabilizacji jest ujemny dla diod Zenera, a dodatni dla lawinowych

15. W tranzystorze JFET z kanałem typu n zmierzono prąd I_D=8mA dla napięcia U_GS=0V, natomiast dla UGS=-3V zanotowano prąd o połowę mniejszy. Ile wynosi IDSS i UP dla tego tranzystora:

I_DSS=4mA, U_P=-4V

16. O tranzystorze złączowym można powiedzieć, że:

transkonduktancja nie zależy od napięcia polaryzującego bramkę (UGS) 17. W kondensatorze MOS z półprzewodnikiem typu p:

w stanie zubożenia ładunek zgromadzony pod bramką zależy wprost proporcjonalnie od koncentracji domieszki półprzewodnika p

18. W tranzystorze MOSFET prąd drenu I_D zależy:

od kwadratu napięcia UDS w liniowym zakresie pracy

19. W tranzystorze MOSFET:

pod wpływem wzrostu napięcia U_DS w zakresie nasycenia następuje skrócenie kanału i maleje prąd drenu

20. Tranzystor MOS z kanałem n o napięciu progowym V_T = 2V, pracuje przy napięciu U_DS = 5V i U_GS1 = 3V. Ile razy wzrośnie prąd drenu, gdy napięcie na bramce wzrośnie do 4V (U_GS2 =4V)?

6

21. Stałoprądowy współczynnik wzmocnienia prądowego β dla tranzystora bipolarnego pracującego w konfiguracji wspólnego emitera można wyznaczyć dysponując:

wartościami prądów bazy i kolektora w stanie nasycenia

22. Stałoprądowy współczynnik wzmocnienia prądowego β dla tranzystora bipolarnego pracującego w normalnej konfiguracji wspólnego emitera jest większy niż dla pracy inwersyjnej ponieważ:

obszar bazy jest silniej domieszkowany niż obszary emitera i kolektora

23. Tranzystor bipolarny (wzmocnienie stałoprądowe 100) pracuje w układzie WE (temp. 300K) w punkcie pracy U_CE = 10V i I_C = 25mA. Ile wynosi jego konduktancja wejściowa?

1mS

24. W tranzystorze bipolarnym:

w układzie WE częstotliwość graniczna zależny od pojemności C_b'e i C_b'c 25. Prawdziwe są następujące zdania:

przepływ prądu bramki włącza tyrystor, a zanik prądu bramki go wyłącza ANTENY I PROPAGACJA FAL RADIOWYCH 1. Charakterystyka promieniowania anteny określa:

unormowany do wartości maksymalnej przestrzenny rozkład natężenia pola, 2. Charakterystyka promieniowania określa właściwości anteny w:

strefie pośredniej 3. Zysk kierunkowy to:

stosunek natężenia pola określonego w polu dalekim dla kierunku maksymalnego promieniowania do natężenia pola promieniowanego przez listek wsteczny.

4. Antena izotropowa to:

antena, której zysk energetyczny jest taki sam jak zysk dipola półfalowego 5. Zysk energetyczny to:

stosunek gęstości mocy promieniowanej na kierunku maksymalnego promieniowania do gęstości mocy promieniowanej przez listek tylny 6. Sprawność anteny:

to wartość zysku energetycznego odniesiona do mocy doprowadzonej do anteny.

7. Źródłami strat w antenie są:

straty odbiciowe, przewodzenia, dielektryczne oraz straty związane z promieniowaniem.

8. Powierzchnia skuteczna anteny to:

pole powierzchni anteny odniesione do częstotliwości środkowej.

9. Impedancja wejściowa anteny jest sumą:

rezystancji promieniowania i reaktancji wejściowej anteny, 10. Tłumienie polaryzacji ortogonalnej to:

wyrażony w dB stosunek mocy odbieranej na polaryzacji poziomej do mocy odbieranej na polaryzacji kołowej prawoskrętnej,

11. Z równania zasięgu dla propagacji w wolnej przestrzeniu wynika, że:

podwojenie zasięgu wymaga dwukrotnego zwiększenia mocy nadawanej,

12. Z radarowego równania zasięgu dla propagacji w wolnej przestrzeniu wynika, że:

podwojenie zasięgu wymaga dwukrotnego zwiększenia mocy nadawanej, 13. Polaryzacjami ortogonalnymi są:

polaryzacja pozioma i kołowa prawoskrętna, 14. Polaryzacja anteny mikropaskowej:

nie zależy od kształtu elementu promieniującego, 15. Procentowa szerokość pasma pracy anteny mikropaskowej:

zależy od częstotliwości środkowej anteny,

16. Pasmo pracy promiennika mikropaskowego poszerzyć można poprzez:

zmniejszenie grubości podłoża dielektrycznego, 17. Polaryzację kołową w promienniku mikropaskowym:

można wzbudzić poprzez zastosowanie elementu promieniującego o odpowiednim kształcie,

18. Współczynnik osiowy polaryzacji kołowej:

rośnie wraz ze wzrostem izolacji pomiędzy portami promiennika mikropaskowego przy wzbudzaniu dwuportowym

19. Do anten pozwalających na pozyskiwanie bardzo szerokich wielooktawowych pasm pracy należą:

anteny yagi-uda trójelementowe,

20. Charakterystyka promieniowania układu antenowego:

zależy od amplitud przebiegów pobudzających elementy promieniujące 21. Współczynnikiem układu antenowego nazywamy:

charakterystykę promieniowania pojedynczego elementu promieniującego zastosowanego w układzie antenowym.

22. Elektroniczne sterowanie wiązką w układzie antenowym odbywa się poprzez:

zmianę rozkładu amplitud sygnałów pobudzających poszczególne elementy promieniujące,

23. Zasilanie równoległe układu antenowego charakteryzuje się:

tym, że faza sygnałów doprowadzonych do poszczególnych elementów promieniujących jest stała w szerokim zakresie częstotliwości,

24. Zasilanie szeregowe układu antenowego charakteryzuje się:

tym, że faza sygnałów doprowadzonych do poszczególnych elementów promieniujących silnie zależy od częstotliwości,

25. Obniżenie listków bocznych układu antenowego uzyskuje się poprzez:

zastosowanie rozkładu fazowego, w którym elementy skrajne zasilane są ze stałym liniowym wzrostem fazy.

26. Szerokość wiązki głównej układu antenowego:

nie zależy od rodzaju elementu promieniującego, 27. Listek dyfrakcyjny:

może być zminimalizowany poprzez zmniejszenie odległości pomiędzy elementami promieniującymi,

28. Antena wielowiązkowa jest to:

antena, której charakterystyka promieniowania zależy od mocy sygnału doprowadzonego do jej wrót,

29. Zasada przemnażania charakterystyk:

mówi o tym, że charakterystyka promieniowania układu antenowego jest iloczynem charakterystyk poszczególnych elementów promieniujących zastosowanych w układzie antenowym,

30. Zasada wzajemności:

obowiązuje dla wszystkich anten pasywnych,

„

PRZETWARZANIE SYGNAŁÓW

treść pytania: Próbkowanie sygnału

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi w połączeniu z kwantyzacją daje sygnał

cyfrowy Pytanie egzaminacyjne nr 2

treść pytania: Czy znając dyskretne wartości sygnału można z nich odtworzyć sygnał analogowy?

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

Zawsze można Pytanie egzaminacyjne nr 3

treść pytania: Twierdzenie Shannona

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi zakłada ograniczone widmo i dostatecznie

drobną dyskretyzację Pytanie egzaminacyjne nr 4

treść pytania: Aliasing

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi jest wynikiem niespełnienia jednego z

założeń tw. Shannona Pytanie egzaminacyjne nr 5

treść pytania: Filtr antyaliasingowy jest filtrem

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

stosowanym przed próbkowaniem

Pytanie egzaminacyjne nr 6

treść pytania: Analiza częstotliwościowa sygnałów dyskretnych

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi odpowiada z-transformacie na kole

jednostkowym Pytanie egzaminacyjne nr 7

treść pytania: Dyskretna transformacja Fouriera

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi służy do wyliczania widm sygnałów

analogowych Pytanie egzaminacyjne nr 8

treść pytania: DFT

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi przekształca widmo sygnału dyskretnego

w sygnał w dziedzinie czasu

Pytanie egzaminacyjne nr 9

treść pytania: Ilość próbek dyskretnego widma

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi jest taka sama jak ilość próbek w

dziedzinie czasu Pytanie egzaminacyjne nr 10

treść pytania: Macierz przekształcenia DFT jest

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

1. kwadratowa

Pytanie egzaminacyjne nr 11

treść pytania: Szybka transformacja Fouriera

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi wymaga ilości mnożeń proporcjonalnej

do liczby próbek sygnału pomnożonej przez logarytm z liczby próbek

Pytanie egzaminacyjne nr 12

treść pytania: Szybka transformacja Fouriera

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi oparta jest na schematach motylkowych

Pytanie egzaminacyjne nr 13 treść pytania: FFT

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi teoretycznie daje takie same wyniki jak

DFT Pytanie egzaminacyjne nr 14

treść pytania: Schemat motylkowy

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi jest filtrem dolnoprzepustowym

Pytanie egzaminacyjne nr 15

treść pytania: Z-transformacja

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi zamienia splot dwóch sygnałów w iloczyn

ich z-transformat Pytanie egzaminacyjne nr 16

treść pytania: Z-transmitancja jest

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi modelem matematycznym filtru

cyfrowego Pytanie egzaminacyjne nr 17

treść pytania: Jaka jest z-transformata dyskretnego impulsu Diraca?

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

−1

z

Pytanie egzaminacyjne nr 18

treść pytania: Charakterystyki częstotliwościowe filtrów cyfrowych otrzymuje się numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

dzieląc widmo sygnału wyjściowego przez widmo sygnału wejściowego Pytanie egzaminacyjne nr 19

treść pytania: Funkcją parzystą jest charakterystyka

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi amplitudowa filtru

Pytanie egzaminacyjne nr 20

treść pytania: Filtr o skończonej odpowiedzi impulsowej

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi wyznacza wartości sygnału wyjściowego

tylko w oparciu o próbkowanie sygnału wejściowego

Pytanie egzaminacyjne nr 21

treść pytania: Filtr o skończonej odpowiedzi impulsowej

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi oznaczany jest akronimem FIR

Pytanie egzaminacyjne nr 22

treść pytania: Projektowanie filtru FIR polega na

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi wyznaczeniu elementów elektronicznych,

z których będzie on zbudowany Pytanie egzaminacyjne nr 23

treść pytania: Metoda Remeza służy do

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi projektowania filtrów o nieskończonej

odpowiedzi impulsowej Pytanie egzaminacyjne nr 24

treść pytania: Główna metoda projektowania filtrów FIR opiera się na

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi algorytmie Remeza

Pytanie egzaminacyjne nr 25

treść pytania: Twierdzenie Czebyszewa wykorzystuje się do udowodnienia

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi odwracalności DFT

Pytanie egzaminacyjne nr 26 treść pytania: Filtr FIR

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi może mieć liniową charakterystykę

fazową

Pytanie egzaminacyjne nr 27

treść pytania: Akronim 2-D FIR oznacza

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi dwuwymiarową transformację Fouriera

Pytanie egzaminacyjne nr 28

treść pytania: Filtr o nieskończonej odpowiedzi impulsowej

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi może mieć liniową charakterystykę

fazową Pytanie egzaminacyjne nr 29 treść pytania: Filtry IIR

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

mają skończoną odpowiedź impulsową

Pytanie egzaminacyjne nr 30

treść pytania: Filtr IIR jest stabilny jeżeli

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi w metodzie Hurwitza wszystkie minory

wiodące są większe od zera Pytanie egzaminacyjne nr 31

treść pytania: Główna metoda projektowania filtrów IIR opiera się na

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi metodach projektowania filtrów

analogowych Pytanie egzaminacyjne nr 32

treść pytania: Z czym są związane postulaty Mallata i Meyera?

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

Falkową dekompozycją sygnałów.

Pytanie egzaminacyjne nr 33

treść pytania: Dyskretna transformacja falkowa

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi ma charakter poufny

Pytanie egzaminacyjne nr 34

treść pytania: Podpróbkowanie ze stałą 2

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi jest operacją odwrotną do

nadpróbkowania ze stałą 2 Pytanie egzaminacyjne nr 35

treść pytania: Co to jest perfekcyjna rekonstrukcja?

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi Bezbłędne odtworzenie sygnału

analogowego z jego dyskretnych wartości.

Pytanie egzaminacyjne nr 36

treść pytania: Kodowanie różnicowe

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

jest metodą kompresji sygnałów Pytanie egzaminacyjne nr 37

treść pytania: Bezstratna kompresja sygnałów

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi jest na ogół bardziej efektywna od

kompresji stratnej Pytanie egzaminacyjne nr 38

treść pytania: Kodowanie Huffmana

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

jest metodą kompresji sygnałów Pytanie egzaminacyjne nr 39

treść pytania: Stratna kompresja sygnałów

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi

opiera się na kwantyzacji sygnałów Pytanie egzaminacyjne nr 40

treść pytania: Która z operacji jest nieliniowa?

numer odpowiedzi treść odpowiedzi poprawność odpowiedzi Kwantyzacja skalarna

Literatura

1. http://wavelet.elektro.agh.edu.pl/wyklad/

2. Richard G. Lyons: Wprowadzenie do cyfrowego przetwarzania sygnałów. Wydawnictwa Komunikacji i Łączności, WKŁ 1999, 2003.

3. Jacek Izydorczyk, Grzegorz Płonka, Grzegorz Tyma: Teoria Sygnałów. Helion 1999.

4. Marian Pasko, Janusz Walczak: Teoria sygnałów. Wydawnictwo Politechniki Śląskiej, Gliwice 1999.

5. Włodzimierz Kwiatkowski: Wstęp do cyfrowego przetwarzania sygnałów. Warszawa 2003.

6. Dag Stranneby: Cyfrowe przetwarzanie sygnałów. BTC 2004.

7.Tomasz Zieliński: Cyfrowe przetwarzanie sygnałów. WKŁ 2005.

ANALOGOWE UKŁADY ELEKTRONICZNE cz. II

1. Generator LC lub RC generuje na swoim wyjściu przebieg sinusoidalny ponieważ:

w układzie zastosowano obwód rezonansowy LC lub selektywny RC.

2. Generatory Colpitts’a, Hartleya i Meissnera (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje ?

Aby spełnić warunek amplitudowy drgań, ze wzrostem kondunktancji obciążenia GL, w generatorze Colpitts’a należy zwiększyć pojemność C2, a w generatorze Hartleya należy zwiększyć indukcyjność L1.

3. Generatory kwarcowe. Prawdziwe są informacje:

W generatorach Pierce’a rezonator kwarcowy pracuje jako zastępcza indukcyjność

L

ω

− ω

4. Generatory RC ze sprzężeniem zwrotnym. Prawdziwe są informacje ?

W generatorze CR z mostkiem podwójne TT, ujemne sprzężenie zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu podwójne TT, a dodatnie poprzez dzielnik rezystancyjny w celu spełnienia warunku amplitudowego drgań oraz stabilizacji amplitudy tych drgań.

5. Układy transkonduktancyjne. Prawdziwe są informacje:

W układzie pojedynczo zrównoważonym:

T Y C X m T C X T

C X Y m R

u R u u g

R u I

tgh R u g I

u₂ =( ₀ + ) 2ϕ ≈ ₀ 2ϕ + 2ϕ ; u_X, u_Y << 2ϕ_T

6. Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego w układzie Gilberta (rysunek poniżej) wymaga spełnienia warunków:

T₁ T₂ T₃ T₄

i₁ i₂ i₃ i₄

u_G

u_2R D₁ D₂

i_A=I_O1−i_X

R_CM R_C RC

U_CC

T₅ T₆

R_Y

I_O2−i_Y I_O2+i_Y

i_Y

I₀₂ I₀₂

u_Y

T₇ T₈

R_X i_B=I_O1+i_X

i_X

I₀₁ I₀₁

u_X

i i

i i

A B 2 1

=   

7. Podstawowe układy logarytmiczne (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje ?

Główną wadą prostego układu logarytmicznego jest silna zależność jego charakterystyki statycznej od temperatury, spowodowanej zmianami

ϕ

oraz I

8. Autozerowanie komparatora. Prawdziwe są informacje ?

Stopnie przedwzmacniacza i układu śledzącego komparatora zatrzaskowego, w fazie autokompensacji, kiedy są skonfigurowane w układzie wtórnika napięciowego, nie wymagają kompensacji charakterystyk częstotliwościowych.

9. Komparatory zatrzaskowe. Prawdziwe są informacje ?

Współczesne komparatory zatrzaskowe charakteryzują się dużą szybkością działania, ale małą rozdzielczością.

10. Komparatory z histerezą odwracającą i nieodwracającą zostały zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych, w których VOL = ‒ 4 V; VOH = + 4 V; R1 = 5,5 kΩ ; R2 =

= 50 kΩ. Progowe napięcia przełączania V^TRP+ i V^TRP‒ w obu układach (rysunek poniżej) wynoszą:

V^TRP+ = ‒ 0,2 V; V^TRP‒ = 0,2 V V^TRP+ = ‒ 0,22 V; V^TRP‒ = 0,22 V 11. Skokowo (od 300 kHz do 340 kHz) zwiększono częstotliwość synchronizującą generatora

VCO w pętli pierwszego rzędu, o parametrach:

[ ] [ ]

V kHz 1 80 rad 2π

kG

;

[ ]

; 2

500 1 ₀ = ⁰ =

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

= π

f ω

K s

Napięcie sterujące na wejściu VCO zmieni się ze stałą czasową τ równą ? o wartość ΔUO

równą?

τ = 0,5 ms ; ΔUO = 1 V

12. Pętla fazowa w której zastosowano: wzmocnienie generatora VCO: kG = 2π· 1 [rad]

[MHz] [1/V]; wzmocnienie detektora fazy: kD = 50· 10^{− 4} [V/rad]; transmitancja filtru H(ω = 0) = 1. Zakres trzymania tej pętli fazowej wynosi:

kHz 14 ,

=3 Δω_T

13. W przedstawionych generatorach VCO na tranzystorach MOSFET:

Źródło prądowe zapewnia wysoką impedancję węzła dołączonego do rezonatora, a przez to odsprzęga szynę zasilania lub masy od rezonatora.

14. Detektor fazowo – częstotliwościowy PFD. Prawdziwe są informacje ?

Gdy różnica faz jest większa niż ± 2π, detektor PFD znajduje się w stanie detekcji częstotliwości. W tym stanie pompa ładunkowa jest aktywna tylko przez część cyklu pracy i dostarcza na swoim wyjściu impulsy prądowe o stałej amplitudzie i czasie trwania zależnym od różnicy faz porównywanych sygnałów  

15. Syntezer częstotliwości z układem PLL z ułamkowym/ wymiernym zwielokrotnieniem częstotliwości referencyjnej.

Gdy Fr = 25 kHz, dokładność częstotliwości oscylatora kwarcowego wynosi 1 ppm., a N = 32002, to:

FVCO = 960,03 MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ~ ± 960 Hz.

16. W dwupołówkowym prostowniku Graetza z obciążeniem rezystancyjno-

pojemnościowym (stała czasowa obciążenia τ = RC >> 20 ms), zasilanym z sieci 230 V poprzez transformator sieciowy o przekładni obniżającej n = 23 (pominąć rezystancje uzwojeń i diod) średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi:

10 V