Przykładowe pytania egzaminacyjne dla kierunku Elektronika i Telekomunikacja – Moduł Elektronika PRZYRZĄDY PÓŁPRZEWODNIKOWE

(1)

Przykładowe pytania egzaminacyjne dla kierunku Elektronika i Telekomunikacja – Moduł Elektronika

PRZYRZĄDY PÓŁPRZEWODNIKOWE DIODY

1. Złącze p-n utworzone jest przez:

a. rekombinację elektronów i dziur b. jonizację

c. granicę metalurgiczną materiałów p-typu i n-typu d. zderzenia elektronów z domieszkami 2. Obszar zubożony jest utworzony przez

a. jonizację b. dyfuzję

c. rekombinację d. wszystko powyżej 3. Obszar zubożony składa się z

a. jedynie z nośników mniejszościowych b. jonów dodatnich i ujemnych c. nie zawiera nośników większościowych d. odpowiada warunkom (b) i (c).

4. Gdy złącze spolaryzowane jest przepustowo, to a. jedynym prądem jest prąd dziurowy

b. jedynym prądem jest prąd elektronowy

c. jedynym prądem jest prąd nośników mniejszościowych d. prąd tworzą zarówno dziury jak i elektrony

5. Chociaż prąd jest blokowany przy polaryzacji zaporowej złącza, to jednak a. płynie prąd nośników większościowych

b. pojawia się bardzo mały prąd nośników mniejszościowych c. płynie prąd lawinowy

d. płynie prąd podprogowy.

6. Dla diody krzemowej wartość napięcia polaryzującego przepustowo:

a. musi być większa niż 0,3 V b. musi być większa niż 0,7 V c. zależy od szerokości obszaru zubożenia d. zależy od koncentracji nośników większościowych

7. Dioda krzemowa jest połączona szeregowo z rezystorem 1 kΩ i baterią 5 V. Jeżeli anoda diody jest połączona z plusem baterii, to napięcie na katodzie względem minusa baterii wynosi:

a. 0,7 V b. 0,3 V c. 5,7 V d. 4,3 V 8. Pewna dioda stabilizacyjna na napięcie nominalne 3,6V pracuje w zakresie:

a. regulowanego przebicia b. przebicia Zenera c. przepustowym d. przebicia lawinowego

9. Na diodzie stabilizacyjnej na 12 V zmiana prądowa 10 mA wywołuje zmianę 0,1V napięcia stabilizacyjnego. Rezystancja diody w tym zakresie wynosi:

a. 1 Ω b. 100 Ω om c. 10 Ω d. 0,1 Ω .

(2)

10. Dioda waraktorowa wykazuje:

a. zmienną pojemność , która zależy od napięcia rewersyjnego b. zmienną rezystancję , która zależy od napięcia rewersyjnego c. zmienną pojemność , która zależy od prądu przewodzenia d. stałą pojemność w całym zakresie napięć rewersyjnych.

TRANZYSTORY BIPOLARNE 1. Prąd emitera jest zawsze:

a. większy niż prąd bazy b. mniejszy niż prąd kolektora c. większy niż prąd kolektora d. poprawne są odpowiedzi (a) i (c).

2. Jeżeli IC jest 50 razy większy niż IB , to hFE wynosi:

a. 0,01 b. 100 c. 50 d. 500 3. Jeżeli hFE =100, to wartość α0 wynosi:

a. 99 b. 0,99 c.101 d. 0,01 4. Właściwe napięcie na przepustowo spolaryzowanym złączu E-B krzemowego tranzystora bipolarnego wynosi:

a. 0 V b. 0,7 V c. 0,3 V d. UBB

5. Pracujący w stanach odcięcia i nasycenia tranzystor działa jako:

a. wzmacniacz liniowy, b. przełącznik, c. zmienny kondensator, d. zmienny rezystor.

6. W stanie odcięcia tranzystora napięcie UCE wynosi:

a. 0 V, b. jest równe napięciu nasycenia, c. jest prawie równe UCC, d. jest równe połowie napięcia UCC.

7. Aby wprowadzić tranzystor bipolarny w stan nasycenia, należy zapewnić aby:

a. IB = ICsat b. IB> ICsat/hFE

c. UCC wynosił przynajmniej 10 V, d. emiter był uziemiony.

8. Dla tranzystora w nasyceniu dalsze zwiększanie prądu bazy:

a. powoduje wzrost prądu kolektora, b. nie wpłynie na prąd kolektora, c. powoduje spadek prądu kolektora, d. wyłączy tranzystor

9. Maksymalna wartość prądu kolektora w spolaryzowanym tranzystorze wynosi:

a. hFEIB b. ICsat c. jest większa niż IE d. IE _ -IB

10. Idealne obciążenie stałoprądowe jest linią prostą na charakterystykach kolektorowych przeciągniętą pomiędzy:

a. punktem pracy a odcięciem, b. punktem pracy a nasyceniem c. UCE(cutoff) a ICsat d. IB=0 a IB= IC/hFE

(3)

TRANZYSTORY POLOWE 1. Tranzystor JFET pracuje zawsze z:

a. złączem p-n pomiędzy bramką a źródłem spolaryzowanym rewersyjnie, b. złączem p-n pomiędzy bramką a źródłem spolaryzowanym przepustowo, c. drenem połączonym z masą,

d. bramką połączoną ze źródłem.

2. Przy UGS = 0 prąd drenu pozostanie stały, gdy U_DS przekroczy:

a. odcięcie, b. U_DD c. U_P d. 0 V 3. Stały zakres prądu drenu leży pomiędzy:

a. odcięciem i nasyceniem b. zatkaniem (cutoff) a odcięciem kanału c. 0 i IDSS d. odcięciem kanału i przebiciem

4. IDSS jest:

a. prądem drenu przy zwartym źródle, b. prądem drenu przy zatkaniu c. możliwym maksymalnym prądem drenu, d. uśrednionym prądem drenu.

5. Pewien JFET ma UGS(off) = - 4 V. Napięcie progowe UP:

a. nie może być określone, b. wynosi + 4 V, c. zależy od UGS d. wynosi - 4 V.

6. W pewnym JFET-cie IGS = 10 nA przy UGS =10 V. Rezystancja wejściowa wynosi zatem:

a. 100 MΩ, b. 1 MΩ, c. 1000 MΩ, d. 1000 mΩ.

7. W pewnym p-JFET-cie UP = 8 V. Przybliżony punkt środkowy polaryzacji ( 0,5 IDSS) wynosi zatem:

a. 4,00 V, b. 0 V, c. 1,25 V d. 2,34 V 8 Przy pracy małosygnałowej n-JFET musi być spolaryzowany następująco:

a. UGS = 0 V, b. UGS = UGS(off), c. UGS(off)< UGS < 0 V, d. 0 <UGS < UGS(off).

9. Tranzystor n-MOSFET ma UT = 0,55 V. Jeżeli UGS = 1,0 V, UDS = 0,35 V, to tranzystor pracuje w obszarze:

a. odcięcia, b. liniowym, c. słabej inwersji, d. nasycenia.

10. Tranzystor p-MOSFET ma UT = -0,55 V. Jeżeli UGS = - 0,8 V, UDS = - 1,8 V, to tranzystor pracuje w obszarze:

a. nasycenia b. odcięcia c. liniowym d. słabej inwersji

(4)

PYTANIA TESTOWE

Z „ANALOGOWYCH UKŁADÓW ELEKTRONICZNYCH cz.I”

1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze liniowym

obowiązuje w przedziale napięć:

a). dla UGS > UT i UDS > UGS -UT

b). dla UGS > UT i 0 < UDS < UGS - UT c). dla UT < 0

d). dla UGS < UT i 0 < UDS < UGS - UT

e). dla dla UGS > UT i 0 > UDS > UGS - UT

2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora MOSFET wyznacza się przy:

a). składowej stałej napięcia UDS : UDS = 0 b). składowej stałej napięcia UDS : UDS = uds

c). składowej stałej napięcia UDS : UDS = const d). składowej stałej napięcia UDS: UDS = UGS - UT

e). składowej stałej napięcia UDS: UDS = 1[V]

3. Częstotliwość graniczna fT tranzystora MOSFET wyznacza się przy:

a). galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem b). składowej zmiennej napięcia uds = const c). składowej zmiennej napięcia uds = 0 d). galwanicznym zwarciu bramki ze źródłem e). rozwarciu pomiędzy drenem a źródłem

4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego w konfiguracji OE:

a). charakterystyki wyjściowe tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z osią

U

_CE w początku układu współrzędnych

b). wyznacza się przy składowej zmiennej napięcia uce = const c). wyznacza się przy składowej zmiennej prądu bazy ib = const d). galwanicznym zwarciu bazy z emiterem

e). ekstrapolowane charakterystyki wyjściowe tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z osią

U

_CE w punkcie

U

_AN, gdzie

U

_AN - napięcie Early’ego

( )

_⎥

⎦

⎢ ⎤

⎣

⎡ − −

= 2

2 DS DS T GS ox D

U U U U L C

I W μ

eg

R_g

ugs

≈0

ig id

uds R_L D

S G B

(5)

5. Małosygnałowy model tranzystora bipolarnego.

a). Kondunktancja wejściowa g_b_'_e =

BE B

U I

∂

∂ jest dużo mniejsza niż kondunktancja

wyjściowag = _ce

CE C

U I

∂

b). pojemność dyfuzyjna jest dużo mniejsza niż pojemność złączowa złącza baza – emiter spolaryzowanego w kierunku przewodzenia

c). zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego β wyznacza się przy galwanicznym zwarciu na wyjściu kolektora z emiterem

d). Kondunktancja wejściowa g_b_'_e =

BE B

U I

∂

∂ jest dużo większa niż kondunktancja

wyjściowag = _ce

CE C

U I

∂

e). pojemność złączowa Cjc złącza kolektor – baza spolaryzowanego w kierunku zaporowym może być pominięta w modelu zastępczym przy bardzo dużych rezystancjach obciążenia i dużych częstotliwościach pracy

6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi fα , fβ , fT tranzystora bipolarnego zachodzą relacje:

a). fβ < fα < fT

b). fβ > fT > fα

c). wszystkie częstotliwości graniczne definiowane są przy galwanicznym zwarciu kolektora z emiterem w konfiguracji OE lub kolektora z bazą w konfiguracji OB

d). fβ ≈ fα e). fβ < fT < fα

7. Napięcia kolektor-emiter UCEQ w spoczynkowych punktach pracy w układach zasilania tranzystorów bipolarnych z dwójnikiem RECE w obwodzie emitera i rezystorem RC w obwodzie kolektora (rys.a) oraz z dwójnikiem RECE w obwodzie emitera i

transformatorem w obwodzie kolektora (rys.b), przy UCC = 12 V w obu układach,

spoczynkowym prądzie kolektora ICQ = 1 mA w obu układach, RE = 1 kΩ w obu układach oraz , RC = 5 kΩ w układzie (a)(transformator obciążony jest po stronie wtórnej

rezystancją RL, pominąć rezystancje uzwojeń, przekładnia transformatora wynosi p= z1/ z2) zachodzą wynoszą:

a) b)

i_B i_C

R_B R_C

i_g

+U_CC

u_CE C_E

+U_CC

u_i ^R ^R^L

R_L^' =p R² _L p : 1

u_L

R_E

R_E C_E

a). układ a); UCEQ = 6 V układ b); UCEQ = 11 V b). układ a); UCEQ = 6 V układ b); UCEQ = 6 V c). układ a); UCEQ = 11 V układ b); UCEQ = 6 V d). układ a); UCEQ = 11 V układ b); UCEQ = 11 V e). układ a); UCEQ = 9 V układ b); UCEQ = 8 V

(6)

8. Proste (a) i kaskodowe lustro prądowe (b) na tranzystorach bipolarnych: minimalne napięcia wyjściowe w lustrach w przybliżeniu wynoszą:

a). b).

a). układ a); UOUTmin = UCES ≈ 0,2 V układ b); UOUTmin = 2UCES ≈ 0,4 V b). układ a); UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V układ b); UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V c). układ a); UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V układ b); UOUTmin = 2UCES ≈ 0,4 V d). układ a); UOUTmin = UCES ≈ 0,2 V układ b); UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V e). układ a); UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V układ b); UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V 9. Proste (a) i kaskodowe lustro prądowe typu „high swing” (b) na tranzystorach NMOS:

minimalne napięcia wyjściowe w lustrach w przybliżeniu wynoszą (napięcie progowe VT = 0,6 V):

a). b).

a). układ a); UOUTmin = VT ≈ 0,6 V układ b); UOUTmin =2 VT ≈ 1,2 V b). układ a); UOUTmin = 0 V układ b); UOUTmin = VT ≈ 0,6 V c). układ a); UOUTmin = VT ≈ 0,6 V układ b); UOUTmin = VT ≈ 0,6 V d). układ a); UOUTmin = (½)VT ≈ 0,3 V układ b); UOUTmin = VT ≈ 0,6V e). układ a); UOUTmin = 2 VT ≈ 1,2 V układ b); UOUTmin = 2 VT ≈ 1,2 V 10. Które z poniższych relacji podanych w tabelce są prawdziwe?

Wzmac-

niacz napięciowy prądowy transkonduktancyjny transimpedancyjny

a) b) c)

d) e)

I_O =I_C₂ I_C1

I_B2 I_B1 I_REF

U_BE

T

²

T

1 UOUT

I_O I_REF

U_BE

T

⁴

T

₂

3

T

^U^OUT

U_BE

T

1

I_O = I_D₂ I_D1

I_REF

U_GS

UOUT

M

2

M

1

I_REF

M2

I_O M3

M4 M₁

U_GS

U_{GS 2}

U_GS1

U_{DS 2}

U_DS1 UOUT

U_GG

L o in

g Y Z Z

Y << , <<

L o g

in Z Y Y

Z >> , <<

L o g

in Y Y Y

Y >> , <<

L o g

in Z Z Z

Z >> , <<

L o g

in Y Y Y

Y >> , << Z_in>> ,Z_g Z_o<<Z_L Yg<<Yin , Zo<<ZL Z_in>>Z_g , Y_o<<Y_L

L o g

in Y Y Y

Y >> , <<

L o g

in Z Y Y

Z >> , << Y_g<<Y_in , Z_o<<Z_L _Z_in_>>_Z_g _, _Y_o_<<_Y_L

L o g

in Z Z Z

Z >> , <<

L o g

in Z Z Z

Z >> , <<

L o g

in Y Y Y

Y >> , <<

L o g

in Y Y Y

Y >> , <<

L o g

in Z Y Y

Z >> , <<

L o g

in Z Y Y

Z >> , <<

L o in

g Y Z Z

Y << , <<

L o in

g Y Z Z

Y << , <<

(7)

11. We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy oddziaływania zwrotnego z wyjścia na wejście, to w konfiguracjach OE (Rys.a) lub OS (Rys.b) można wskazać na następujące zależności:

a). wraz ze zmniejszeniem rezystancji obciążenia RL maleje rezystancja wyjściowa wzmacniacza.

b). rezystancja obciążenia RLnie ma wpływu na rezystancję wejściową wzmacniaczy c). wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła sterującego Rg rośnie rezystancja wejściowa

wzmacniacza.

d). rezystancja RE nie ma wpływu na wzmocnienie wzmacniaczy w całym zakresie częstotliwości, bo jest blokowana pojemnością CE.

e). wartości rezystancji dzielników R1 R2 nie mają wpływu na skuteczne wzmocnienie napięciowe.

12. W układzie na poniższym rysunku mamy: RC = 12 kΩ , RL = 12 kΩ , rbe = 4 kΩ , rce → ∞, rezystancje dzielnika R1 i R2 są na tyle duże, że obciążający wpływ tego dzielnika można pominąć, Rg = 4 kΩ, współczynnik wzmocnienia prądowego β =100.

Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi:

a). kus = − 70 b). kus = − 80 c). kus = − 75 d). kus = + 100 e). kus = − 100

E_g

R_g C₁

U1

R1

R₂

R_C

T R_E C_E

C₂

R_L U2

U_CC +U_DD

R_g C1

R1

R₂ R_S C_S RD

C₂

U₂

R_L E_g

a) b)

U1

E_g

R_g C₁

U₁

R₁

R₂

R_C

T R_E C_E

C₂

R_L U₂ U_CC a)

(8)

13. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym w postaci tranzystora PMOS w połączeniu diodowym. Transkonduktancje tranzystorów są równe:gmn = 0,2 mS dla NMOS, gmp = 0,1 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005 mS i można je

pominąć. Rezystancja obciążenia RL = 1 MΩ i można przyjąć: RL → ∞.

Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:

a). ku ≈ − 2 ; rout ≈ 100 kΩ b). ku ≈ − 2 ; rout ≈ 50 kΩ c). ku ≈ − 1 ; rout ≈ 50 kΩ d). ku ≈ − 4 ; rout ≈ 20 kΩ e). ku ≈ − 1 ; rout ≈ 100 kΩ.

14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem stałoprądowym na tranzystorach pMOS z kanałem wzbogacanym. Transkonduktancje tranzystorów są

równe:gmn = 0,1 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe:

gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = ∞.

^−U^SS

u_i

u_o i_o

M₁ M₃

R_L M₂

I_ref

+U_DD

a). ku ≈ − 10 ; rout ≈ 50 kΩ b). ku ≈ − 20 ; rout ≈ 50 kΩ c). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 200 kΩ d). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 100 kΩ e). ku ≈ − 10 ; rout ≈ 100 kΩ

−U_SS u_i

u_o i_o

M₁ M₂ a)

R_L

(9)

15. Inwertor CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS. Transkonduktancje obydwóch tranzystorów są równe:gmn = 0,15 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = ∞.

−U

_SS

u_i u_o

i_o

M₁ M₂

R_L +U_DD

a). ku ≈ − 30 ; rout ≈ 50 kΩ b). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 50 kΩ c). ku ≈ − 30 ; rout ≈ 10 kΩ d). ku ≈ − 30 ; rout ≈ 100 kΩ e). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 100 kΩ

16. Para różnicowa na tranzystorach bipolarnych. Prądy polaryzacji baz tranzystorów IB

wymusza:

a). stałoprądowe napięcia sterujące U1, U2 b). dynamiczna rezystancja źródła R1

c) źródło prądowe I , które rozpływa się na (IB1 + IC1) + (IB2 + IC2), pod warunkiem, że sygnały sterujące U1, U2 są źródłami napięciowymi lub są zwarte do masy.

d). napięcie − UCC e). napięcie − USS.

T₁ T₂ I_C2 I_C1

I_E1 I_{E 2}

R_C R_C

+U_CC

−U_EE

U_BE1 U_{BE 2}

U_C1 U_C2

U₂ U₁

R_I I

U_OR

(10)

17. Para różnicowa na tranzystorach MOSFET. Przy zerowych napięciach sterujących vG1 , vG2, napięcia polaryzacji UGS1 , UGS2 tranzystorów wymusza:

M

₁

M

₂

M

5

- obciążenie aktywne

+U_DD

−U_SS −U_SS U_D1 U_D2

U_OR

r_O r_O

r_O I_D2 I_D1

U_{GS 2} U_GS1

U_G2 U_G1

U_GG

I

−U_SS

a). przy stałoprądowych napięciach sterujących vG1 , vG2, napięcia polaryzacji UGS1 , UGS2

tranzystorów są równe zeru.

b). napięcie − USS. c) napięcie UDD.

d). źródło prądowe I , które wymusza napięcia polaryzacji UGS1 , UGS2 tranzystorów do takich wartości, aby suma prądów drenów była równa wartości prądu źródła I = (ID1 + ID2), pod warunkiem, że napięcia sterujące vG1 , vG2, są źródłami napięciowymi względem masy.

e). wynikają z rozkładu napięć UDD + USS.

18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach pnp.

Jak wzmacniacz ten przenosi na wyjście sygnały różnicowe, a jak sygnały sumacyjne?

a). Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak napięcie różnicowe na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu

niesymetrycznym jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki.

b). Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo jest o połowę mniejsze od napięcia różnicowego na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu

niesymetrycznym jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki.

T₁ T₂ T₄ T₃

T₅

E

b) + U_CC

I_{C 3} I_C1

I_{C 4} I_{C 2} U₁

I_O

− U_EE I

U₂ U_O

U_BB

(11)

c) Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo jest takie same, jak na wyjściu niesymetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki.

d) Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak napięcie różnicowe na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu

niesymetrycznym ma taką samą wartość jak napięcie sumacyjne na wyjściu niesymetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC).

e). Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak na

wyjściu niesymetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym ma taką samą wartość jak napięcie sumacyjne na wyjściu niesymetrycznym w układzie z

obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC).

19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach PMOS. Wyznaczyć wzmocnienie dla sygnałów różnicowych i rezystancję wyjściową, gdy:gm1,2 = 0,2 mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4 = 0,003 mA/V

a). kur ≈ 50 ; Ro ≈ 250 kΩ b). kur ≈ 40 ; Ro ≈ 250 kΩ c). kur ≈ 50 ; Ro ≈ 200 kΩ d). kur ≈ 40 ; Ro ≈ 150 kΩ e). kur ≈ 40 ; Ro ≈ 200 kΩ

20. Wyznaczyć 3dB częstotliwość graniczną nieodwracającego wzmacniacza operacyjnego ze sprzężeniem prądowym, zrealizowanym na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o częstotliwości granicznej 10 MHz i wzmocnieniu stałoprądowym ki = 4,1 w którym zastosowano: R1 = 10 kΩ, R2 = 50 kΩ.

a). fg = 50 MHz

b). fg = 51 MHz c). fg = 10 MHz

d). fg = 0,5 MHz e). fg = 7,09 MHz

M₁ M₂ M₄

M₅ M₃

S

c)

+ U_DD

I_{D 3} I_D1

I_{D 4}

I_{D 2}

U_{G 1} U_{G 2}

I

− USS

U_GG

U_O

+

R

1

R

2

k

i -

(12)

21. Niesymetryczny wtórnik emiterowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na tranzystorze npn w obwodzie emitera: Która z podanych zależności jest prawdziwa?

a). Przy ui = 0, uO = − UEBP ≈ − 0,7 [V]

b). Rezystancja wyjściowa Ro jest równa:

c). Wzmocnienie napięciowe jest równe:

d). Rezystancja wyjściowa jest równa:

e). Przy ui = 0, uO ≈ − 0 [V]

22. Niesymetryczny wtórnik źródłowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na tranzystorze NMOS w obwodzie źródła: która z podanych informacji jest prawdziwa?

a). Źródło sterujące vi można dołączyć poprzez kondensator sprzęgający.

b). Przy ui = 0, uO ≈ − VGS [V] i konieczne jest galwaniczne przejście od bramki do masy.

c). Rezystancja wyjściowa w przybliżeniu jest równa:

d). Wzmocnienie napięciowe jest równe:

e). Rezystancja wyjściowa jest równa:

i_o +U_CC

−U_EE u_i

u_o R_L R

T₃

T₁

T₂ I I

0 1

' '

+ +

= +

β

g e b bb L o

R r R r

R

L e b bb

e b

L e b

u g r g R

R g U

k U

' 0

' '

' 1

0 2

) 1 (

1+ + +

=

= β

L

o R

R ≈

L

o R

R =

L

o R

R ≈

mb m

m ds

ds mb m

m

u g g

g g

g g g k g

≈ + + +

= +

2 1 0

u_i

+U

_DD

−U_SS

R_L i_o M₁

u_o ISS

2

gDS

(13)

23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A : a). Symetryczny wtórnik emiterowy jest bardzo wrażliwy na obciążenie pojemnościowe.

b). Napięcie ui może być dołączone poprzez kondensator sprzęgający.

c). Przy ui = 0, uO = − UEBP ≈ − 0,7 [V]

d). Diody D1 i D2 w układzie są źródłem zniekształceń skrośnych.

e). Rezystancja obciążenia RL może być dołączona również pomiędzy wyjściem układu a szyną zasilającą − USS.

24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie ku = 100, fg = 1 MHz zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja toru sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po zastosowaniu ujemnego sprzężenia zwrotnego, parametry wzmacniacza są następujące:

a). kuf = 50, fgf = 1 MHz;

b). kuf = 100, fgf = 1 MHz;

c). kuf = 50, fgf = 2 MHz;

d). kuf = 10, fgf = 2 MHz;

e). kuf = 50, fgf = 0,5 MHz;

25. Podaj w jaki sposób określa się marginesy stabilności dla charakterystyk częstotliwościowych układu w oparciu o kryterium Bodego:

a). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli

T j ( ω ) = k β

. W tym celu należy sprawdzić, czy dla pulsacji ω ω= _ϕ, przy której arg (T jωϕ)= − , moduł π T j(

ω

_ϕ jest mniejszy (układ niestabilny), czy też większy (układ stabilny) od jedności (0 dB).

b). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli T j( ω) =kβ. W tym celu należy sprawdzić, czy dla pulsacji

ω ω =

_T, przy której T j( ω_T) = 1 0( dB), wartość fazy arg (T jω_T) > (układ stabilny), czy π też arg (T jω_T) <π (układ niestabilny).

c). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli

T j ( ω ) = k β

. W tym celu należy sprawdzić, czy dla pulsacji ω ω= _ϕ, przy której arg (T jω_ϕ)= − , moduł π T j(

ω

_ϕ jest większy (układ stabilny), czy też mniejszy (układ niestabilny) od jedności (0 dB).

d). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli T j( ω) =kβ. W tym celu należy sprawdzić, czy dla pulsacji

ω ω =

_T, przy której T j( ω_T) = 1 0( dB), wartość fazy arg (T jω_T) <π (układ niestabilny), czy też arg (T jω_T) > (układ stabilny). π

e). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli

T j ( ω ) = k β

. W tym celu należy sprawdzić, czy dla pulsacji ω ω= _ϕ, przy której arg (T jωϕ)= − , moduł π T j(

ω

_ϕ jest większy (układ niestabilny), czy też mniejszy (układ stabilny) od jedności (0 dB).

+U_CC

−U_EE u_i

I_p

R_L I_p

T₁

T₂ D₁

D₂ u_o

i_o

(14)

26. Ujemne sprzężenie zwrotne prądowe – równoległe we wzmacniaczu dwustopniowym:

a) Zwiększa rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową.

b) Zwiększa rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.

c) Zmniejsza rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową.

d) Zmniejsza rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.

e) Nie ma wpływu na rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.

27. Ujemne sprzężenie zwrotne napięciowe – szeregowe we wzmacniaczu dwustopniowym:

a).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez rezystor na emiter lub źródło tranzystora pierwszego stopnia, które dołączone są do masy poprzez niezerowe rezystancje lub impedancje.

b).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez rezystor na bazę lub bramkę tranzystora pierwszego stopnia.

c). Zmniejsza rezystancję wejściową wzmacniacza.

d). Nie daje się zrealizować, ponieważ wzmacniacz dwustopniowy nie odwraca fazy sygnału wejściowego.

e). Zwiększa rezystancję wyjściową.

28. Kompensacja charakterystyk częstotliwościowych wzmacniaczy operacyjnych.

a). Metoda kompensacji charakterystyk częstotliwościowych, nazywana kompensacją biegunem dominującym, jest jednakowo skuteczna dla wzmacniaczy operacyjnych w technologii bipolarnej jak i w technologii CMOS.

b). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób kompensacji charakterystyki częstotliwościowej nazywany jest autokompensacją.

c). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób kompensacji charakterystyki częstotliwościowej wzmacniacza nazywany jest kompensacją biegunem dominującym.

d). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) ograniczona jest wydajnością źródła prądowego zasilającego stopień wejściowy wzmacniacza.

dB

-20dB/dek

-40dB/dek

-40dB/dek -20dB/dek

1 k_u

20log k_u₀

ω_I ω_I^' ω_II^'

ω_II ω_T

ω

z

(15)

e). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) nie zależy od

pojemności kompensującej.

29. Wzmacniacze: odwracający i nieodwracający, zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych:

Przy R1 = 10 kΩ; R2 = 100 kΩ; wzmocnienia układów wynoszą:

układ odwracający; układ nieodwracający:

a). kuf = −10 kuf = 10 b). kuf = − 10 kuf = 11 c). kuf = −11 kuf = 10 d). kuf = 10 kuf = 11 e). kuf = 11 kuf = −10

30. W integratorze zrealizowanymi na rzeczywistym wzmacniaczu operacyjnym( z

kompensacją biegunem dominującym), ωg = 500 sec^(-1) ; ωT = 500 ·10⁵sec^(-1) ; R1 = 10 kΩ;

C = 10 nF; całkowanie zachodzi w paśmie:

a) ω { 1 ·10⁻⁸sec⁽⁻¹⁾ ÷ 500 ·10⁵sec⁽⁻¹⁾} b). ω { 1 ·10⁻⁹sec⁽⁻¹⁾ ÷ 500 ·10⁵sec⁽⁻¹⁾} c). ω { 0,5 ·10⁻⁹sec⁽⁻¹⁾ ÷ 500 ·10⁵sec⁽⁻¹⁾} d). ω { 1 ·10⁻⁸sec⁽⁻¹⁾ ÷ 500 ·10 ⁻¹sec⁽⁻¹⁾} e). ω { 1 ·10⁻⁹sec⁽⁻¹⁾ ÷ 500 ·10⁶sec⁽⁻¹⁾}

u_in u_o

u_d i₁

i₂ R₁

R₃

k_ud

− + Z

R₂

k^u

d

R₃

R₁ R₂

u_in

i₁ i₂

u₁ u_o

u_d u₂

k_ud

−

u_in + u_o

ud

R₁

C

i1

i2

(16)

31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące:

dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowo-przepustowej, środkowo-zaporowej a).

; ; ;

b). ; ; ;

c). ; ; ;

d). ; ; ;

e).

; ; ;

32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu rezonansowego jest równa f0 =10 MHz, zaś jego dobroć Q0 = 20. Moduł impedancji Z tego obwodu rezonansowego maleje o 3 dB względem wartości f0 przy częstotliwościach:

a). f1 = 9,75 MHz ; f2 = 10,25 MHz b). f1 = 9,70 MHz ; f2 = 10,30 MHz c). f1 = 9,85 MHz ; f2 = 10,15 MHz d). f1 = 9,65 MHz ; f2 = 10,35 MHz e). f1 = 9,55 MHz ; f2 = 10,45 MHz

33. Rezonator kwarcowy, w porównaniu z konwencjonalnymi obwodami rezonansowymi, charakteryzuje się wyjątkowo dużą dobrocią, zawierającą się w zakresie od

kilkudziesięciu tysięcy do kilku milionów. Jest to wynikiem:

a). dużej wartości stosunku r /_k C_k, przy stosunkowo małej indukcyjności L . _k b). dużej wartości stosunku C /_k L_k, przy stosunkowo małej rezystancji strat

r

_k. c). dużej wartości stosunku L_k /C_k, przy stosunkowo małej rezystancji strat r_k . d). małej wartości stosunku

L

_k

/ C

_k, przy stosunkowo małej rezystancji strat

r

_k . e). małej wartości stosunku

L

_k

/ C

_k, przy stosunkowo dużej rezystancji strat

r

_k .

34. Na rysunku przedstawiono model zastępczy środkowego stopnia rezonansowego wzmacniacza LC z tranzystorami MOSFET: Przyjmując: gm = 0,5 mA/V; G0 = 0,006 mA/V; G11 = 0,01 mA/V; gds = 0,004 mA/V ; L = 10 μH ; C = 10 pF, moduł wzmocnienia w rezonansie wynosi:

2 0 0 2

2 0

0 ωω ω

+

+ s

s Q H

2 0 0 2

2

0 ω ω

+

+ s

s Q H s

2 0 2 0

0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H s

2 0 2 0

2 2

0 ω ω

ω ω + +

+ +

Q s s

Q s s H

z z z

2 0 0 2

2

0 ω ω

+

+ s

s Q H s

2 0 0 2

2

0 ω ω

+

+ s

s Q H s

2 0 0 2

2

0 ω ω

+

+ s

s Q H s

2 0 2 0

2

0 ω ω

+

+ s

s Q H s

2 0 0 2

2 0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H

2 0 2 0

2 0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H

2 0 0 2

2 0

0 ωω ω

+

+ s

s Q H

2 0 0 2

0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H s

2 0 0 2

0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H s

2 0 0 2

0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H s

2 0 0 2

0

0 ω ω

ω +

+ s

s Q H s

2 0 2 0

2 2

0 ω ω

ω ω + +

+ +

Q s s

Q s s H

z z z

2 0 0 2

2 2

0 ω ω

ω ω + +

+ +

Q s s

Q s s H

z z z

2 0 0 2

2 2

0 ω ω

ω ω + +

+ +

Q s s

Q s s H

z z z

2 0 0 2

2 0

0 ωω ω

+

+ s

s Q H

2 0 2 0

2 2

0 ω ω

ω ω + +

+ +

Q s s

Q s s H

z z z

(17)

U_in G₁₂ C₁₁ C₂₂ g₂₂ g U_m _in

L C G₀ G₁₂ C₁₁ U_o

G¹² R₁ R₂

1 1

= +

a). ku0 = − 25 b). ku0 = 50 c). ku0 = − 50 d). ku0 = 30 e). ku0 = 25

35. W układach w. cz. niesymetryczne wzmacniacze różnicowe OC-OB , w porównaniu ze wzmacniaczami kaskodowymi, charakteryzują się:

a). W kaskodzie nie występuje efekt Millera, natomiast w układzie OC-OB występuje efekt Millera.

b). Układ OC-OB. charakteryzuje się dużo lepszymi właściwościami częstotliwościowymi w porównaniu z właściwościami szerokopasmowymi kaskody.

c). W układzie OC-OB, a także w kaskodzie, nie występuje efekt Millera.

d). Temperaturowe zmiany napięć

U

_BE tranzystorów w układzie OB-OC są takie same jak w kaskodzie.

e). Wzmocnienie układu OB-OC jest dużo większe niż kaskody.

36. W monolitycznym układzie stabilizatora kompensacyjnego, np. uA723, UIN = 12 V, , UREF = 6 V. Aby uzyskać stabilizowane napięcie wyjściowe UOUT = 3,0 V, należy dobrać dzielniki rezystancyjne RA – RB (dzielnik próbkujący napięcie wyjściowe) oraz RC – RD

(dzielnik próbkujący napięcie referencyjne):

U_IN R₅ I_OUT

R₆

R₇

RA

R_B U_OUT

R_C

C₂

100 pF

μA723

6

5

7 13 4

11 12 10

2 3

RD

a). RA = 5 kΩ , RB = 5 kΩ , RC = 10 kΩ , RD = 10 kΩ , b). RA = 50 kΩ , RB = ∞ , RC = 10 kΩ , RD = 10 kΩ , c). RA = 5 kΩ , RB = ∞ , RC = 50 kΩ , RD = 50 kΩ , d). RA = 10 kΩ , RB = 10 kΩ , RC = 5 kΩ , RD = ∞ , e). RA = 5 kΩ , RB = ∞ , RC = 10 kΩ , RD = 10 kΩ .

(18)

37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia: UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UZ2 = 3 V, UBEP

= 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax = 0,5 A. W tym celu rezystancja R5 powinna być równa:

a). R5 = 6 Ω , b). R5 = 6 kΩ , c). R5 = 60 Ω , d). R5 = 5 Ω , e). R5 = 2 Ω ,

38. W układzie z redukcją prądu zwarcia: UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UBEP = 0,7 V, R5 = 1,0 Ω, R6 = 3 kΩ , R7 = 7 kΩ. Prąd zwarcia IZW w tym układzie wynosi:

R₄

T₃

T₂

R₅

R₈ ^R⁶

T₁

T₄ R₁

R₂ R₇

R₃

U_R6

U_R5

U_IN U_OUT

a) b)

U_{BE 4}

U_OUT

I_OUT I_{OUT max} I_ZW

I_OUT

a). IZW = 0,5 A b). IZW = 1,1 A c). IZW = 1,2 A d). IZW = 1,0 A e). IZW = 0,7 A

a) b)

U_IN U_OUT

U_{Z 2}

R₃ R₂

R₁ R₅

R₄ U_R5

T₁

T₃

T₂ U_{BE 3}

U_OUT

I_OUT I_{OUT max} I_ZW DZ₂

DZ₁ D