Łukasz Śliwczyński, Odbiorniki do szybkich pakietowych systemów światłowodowych wykorzystujące filtrację preambułySesja: Światłowody w sieciach telekomunikacyjnych.Akademia Górniczo-Hutnicza

Pełen tekst

(1)www.pwt.et.put.poznan.pl. Łukasz Śliwczyński Akademia Górniczo – Hutnicza Katedra Elektroniki al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków e-mail: sliwczyn@galaxy.uci.agh.edu.pl. 2005. Poznańskie Warsztaty Telekomunikacyjne Poznań 8 - 9 grudnia 2005. ODBIORNIKI DO SZYBKICH PAKIETOWYCH SYSTEMÓW ŚWIATŁOWODOWYCH WYKORZYSTUJACE FILTRACJĘ PREAMBUŁY Streszczenie: Artykuł dotyczy odbiorników światłowodowych przeznaczonych do szybkich systemów pakietowych, wykorzystujących filtrację preambuły jako metodę wytwarzania progu komparacji. W pierwszej części przedyskutowano krótko warunki jakie muszą spełniać układy wytwarzania progu z detektorami szczytowymi, wskazujące na zasadność poszukiwania innych metod rozwiązania tego problemu. Następnie omówiono metodę wytwarzania progu poprzez filtracje preambuły, wskazano sposób doboru parametrów. Na zakończenie przedstawiono przykłady realizacji układowych wraz z uzyskanymi wynikami eksperymentalnymi.. 1. WSTĘP Systemy światłowodowe z transmisja pakietową (ang. burst-mode) stwarzają dogodną możliwość współdzielenia medium transmisyjnego dzięki wykorzystaniu protokołu TDMA (ang. Time Division Multiply Access). Jego zadaniem jest zapewnienie, aby każdy współużytkownik systemu wysyłał swój pakiet danych w ściśle określonej szczelinie czasowej, co gwarantuje bezkolizyjną transmisję. Takie podejście jest wykorzystywane na przykład w światłowodowych sieciach pasywnych PON (ang. Passive Optical Networks) w kierunku „upstream”, gdzie wiele terminali ONU (ang. Optical Network Unit) kontaktuje się z jedną stacją centralną OLT (ang. Optical Line Termination) [1]. Obecnie ciągle trwają prace nad przygotowaniem zaleceń normatywnych dla światłowodowych sieci PON, prowadzone przez komitety ITU [2], [3] oraz IEEE [4]. Pakietowy sposób prowadzenia transmisji w sieci światłowodowej stwarza specyficzne warunki pracy dla odbiornika, który musi odbierać sygnały pochodzące z nadajników położonych w różnych od niego odległościach. W takiej sytuacji sygnał na wejściu odbiornika preambuła. delimiter. pakiet danych. VT VTH VO. VB piedestał. Rys. 1. Sygnał na wyjściu wzmacniacza transimpedancyjnego cechuje się dużą dynamiką, w związku z czym każdy pakiet musi być odbierany indywidualnie. W szczególności jest konieczne ustalenie dla każdego z pakietów progu komparacji w taki sposób, aby zminimalizować bitową stopę błędów (BER).. PWT 2005 - POZNAŃ 8-9 GRUDNIA 2005. Przykładowy przebieg sygnału pakietowego na wyjściu wzmacniacza transimpedancyjnego jest pokazany na Rys. 1. Pierwsza część tego sygnału, określana jako preambuła, służy do ustalenia warunków odbioru dla pozostałej części pakietu. Kilka pierwszych bitów preambuły służy do wytworzenia progu komparacji, natomiast jej pozostała cześć jest wykorzystywana do odtworzenia zegara szeregowego. W związku z tym początkowe bity preambuły mogą być w odbiorniku zniekształcone lub wręcz w ogóle nie zdekodowane bez negatywnych konsekwencji dla pozostałej części pakietu. Konieczne jest natomiast, aby poprawnie został zdekodowany tzw. delimiter, który oddziela bity nagłówka od właściwych danych przesyłanych w pakiecie. Długość preambuły zależy od standardu transmisyjnego oraz od prędkości transmisji. Według zaleceń ITU wynosi ona od 8 do 108 bitów [2], [3], przy czym przy większych prędkościach długość preambuły jest większa. Natomiast w standardzie EPON [4] długość preambuły jest stała i wynosi 7 bajtów. Niniejszy artykuł jest poświęcony zagadnieniu wytwarzania progu komparacji poprzez filtrację bitów preambuły filtrem o regulowanej stałej czasowej. Na początku przedstawimy kilka argumentów, wskazujących na celowość zastosowania takiej metody w szybkich światłowodowych systemach pakietowych. 2. STANDARDOWY ODBIORNIK PAKIETOWY Do tej pory zaproponowano kilka rozwiązań odbiorników dla światłowodowych sieci pakietowych [5], [6], [7], [8], przy czym w zasadzie wszystkie one bazują na układzie detektora szczytowego [9]. Ze względu na to, że w światłowodowych systemach jest potrzebny pomiar sygnałów o amplitudach z zakresu kilka - kilkaset mV detektor szczytowy musi być układem ze sprzężeniem zwrotnym, kompensującym spadek napięcia na diodzie. Uproszczony schemat typowego detektora dodatniej wartości szczytowej jest przedstawiony na Rys. 2a. Układ ten składa się ze stopnia różnicowego (T1-T2) obciążonego lustrem prądowym (T3-T4), tworzących razem wzmacniacz transkonduktancyjny. Wzmacniacz ten może ładować kondensator pamiętający C poprzez diodę D, a sprzężenie zwrotne jest zamknięte poprzez wtórnik emiterowy T5. Zmieniając kierunek przewodzenia diody D można otrzymać układ detektora. 1/6.

(2) www.pwt.et.put.poznan.pl. VCC T3. D T5 we. T1. wy. T2. IB1. we. +. wy. D. Dx. CO. C. IB2 a). b). Rys. 2. Schemat podstawowego układu detektora szczytowego (a) oraz jego model (b) Analiza modelu z Rys. 2b wskazuje, że przy pominięciu pojemności pasożytniczych częstotliwość graniczna stopnia transkonduktancyjnego, konieczna do zmierzenia amplitudy impulsu w czasie trwania pierwszego bitu preambuły wynosi ok. 1.2-1.9B, gdzie B = 1/Tb oznacza prędkość transmisji. Tak więc detektor szczytowy jest z tego punktu widzenia dosyć wymagającym układem, gdyż do transmisji pozbawionej interferencji międzysymbolowych przyjmuje się, że wystarczające jest pasmo 0.75B. Częstotliwość graniczna transkonduktancji jest przy tym niezależna od wartości gm wzmacniacza, ani też od wartości pojemności pamiętającej C. Z kolei zwiększanie wartości gm prowadzi do proporcjonalnego wzrostu pojemności C w układzie. Pojemności pasożytnicze, pomimo relatywnie niewielkich wartości (w praktyce można spodziewać się wartości rzędu 10-200 fF) modyfikują jednakże znacząco działanie detektora przy pomiarach sygnałów w zakresie pojedynczych mV. Istnienie pojemności CD manifestuje się w ten sposób, że ujemne zbocze impulsu na wejściu detektora częściowo rozładowuje przez nią pojemność pamiętającą C. Spowodowany tym ubytek napięcia jest stały i nie zależy od amplitudy mierzonego sygnału. Efekt jest tym większy, im większy jest stosunek pojemności CD/C. Na Rys. 3 pokazane są przykładowe przebiegi sygnału na wejściu i wyjściu detektora zaprojektowanego dla prędkości 1 Gb/s. Widać tutaj, że negatywny skutek istnienia pojemności CD rzędu 50 fF jest tak duży, że w zasadzie dyskwalifikuje on układ do pomiarów sygnałów rzędu 5 mV. Pojemność pasożytnicza CO na wyjściu wzmacniacza transkonduktancyjnego wywołuje dosyć skomplikowany efekt, który ze względu na szczupłość miejsca nie może być tutaj szerzej omówiony. W ogólności można stwierdzić, że w fazie pomiaru wartości szczytowej, prąd z wyjścia wzmacniacza transkonduktancyjnego musi w pierwszym rzędzie przeładować wyjściową pojemność pasożytniczą zanim będzie możliwa jakakolwiek zmiana napięcia na wyjściu detektora. Prowadzi to m.in. do zależności napięcia na wyjściu układu od. PWT 2005 - POZNAŃ 8-9 GRUDNIA 2005. wyjście [mV]. 4 2 0. gm. -. 4. 0. CD. C. T4. wejście [mV]. wartości minimalnej. Funkcjonalnie identyczny układ może być też zrealizowany w technologii CMOS. Na Rys. 2b jest przedstawiony model detektora wartości szczytowej, który może posłużyć do analizy dynamiki układu. W porównaniu z układem z Rys. 2a występuje tutaj dioda Dx, modelująca zachowanie się układu w fazie gdy pętla sprzężenia zwrotnego jest nieaktywna. W modelu wyróżniono też linią przerywaną pojemności pasożytnicze CD i CO.. CD=100 fF 50. 60. 70. CD=50 fF 80 90 czas [ns]. 100. CD=10 fF 110. 120. Rys. 3. Przebiegi w układzie detektora szczytowego dla różnych wartości pojemności CD „gęstości” strumienia danych na wejściu. Efekt ten jest wyraźny przy pojemnościach CO rzędu 50-100 fF. Wskazane powyżej właściwości detektorów szczytowych sprawiają, że konstruowanie takich układów na potrzeby szybkich systemów pakietowych jest dosyć trudne. Układy takie wymagają stosowania procesów technologicznych, które nie tylko zapewniają odpowiednio wysokie częstotliwości fT tranzystorów, lecz pozwalają też ograniczyć wartości pojemności pasożytniczych, zwłaszcza w węźle wyjściowym stopnia transkonduktancyjnego. W związku z tym wydaje się celowe poszukiwanie innych metod wytwarzania progu komparacji, które nie stawiały by tak wysokich wymagań wykorzystywanym układom i procesom technologicznym. Przykładem takiej metody jest opisana w dalszej części artykułu metoda filtracji preambuły. 3. FILTRACJA PREAMBUŁY Zakładając, że w odbiorniku światłowodowym dominują szumy termiczne wzmacniacza transimpedancyjnego, optymalna wartość progu komparacji jest usytuowana w połowie wysokości oka odbieranego sygnału. Sygnał taki można wytworzyć poprzez dolnoprzepustową filtrację preambuły, która jest złożona z naprzemiennie występujących „jedynek” i „zer”. Taki sposób wytwarzania progu komparacji wykorzystuje jeden stosunkowo prosty układ zamiast dwóch detektorów szczytowych (do pomiaru wartości VT i VB – patrz Rys. 1). Ponadto układ taki, jako filtr dolnoprzepustowy, z natury swojej ogranicza wpływ szumów na wartość wytworzonego progu. Ponieważ próg komparacji musi być wytworzony oddzielnie dla każdego odbieranego pakietu w stosunkowo krótkim czasie filtr używany do tego celu musi być przestrajany. W przeciwnym wypadku układ będzie działał analogicznie do układu ze sprzężeniem zmiennoprądowym w torze sygnałowym. Ogólne założenia, jakie powinny być spełnione przez układ wytwarzania progu komparacji opartym na filtracji preambuły można sformułować następująco: -. stała czasowa filtru na początku preambuły (τFP) powinna być stosunkowo mała przez pewien czas td aby napięcie na wyjściu układu mogło szybko narosnąć;. -. stała czasowa filtru w czasie odbierania pakietu (τFK) powinna być duża w stosunku do czasu trwania bitu aby wytworzony próg jak najmniej zależał od odbieranego ciągu bitów;. 2/6.

(3) 0.5. 0 1.0. td. 0.5. 0 0. 4. 8. 12. 16. numer bitu. Rys. 4. Przebiegi w układzie filtracji preambuły: wyjście układu (górny przebieg) oraz sygnał sterujący przestrajanym filtrem (dolny przebieg) zmiana stałej czasowej z wartości τFP do τFK powinna się odbyć łagodnie w czasie trwania kilku bitów; w przeciwnym wypadku wytworzony próg komparacji może być obarczony dużym błędem ze względu na małą wartość stałej czasowej τFP. Rys. 4 prezentuje przykładowe przebiegi w układzie wytwarzania progu komparacji poprzez filtracje preambuły. Górny przebieg pokazuje odpowiedź przestrajanego filtru na pobudzenie ciągiem impulsów prostokątnych, przy czym przestrajanie odbywa się zgodnie z przebiegiem w dolnej części rysunku. Widać, że w początkowej fazie sygnał szybko narasta, lecz cechuje się również dosyć dużą amplitudą składowej szybkozmiennej. Zwiększenie stałej czasowej filtru (w rozpatrywanym przykładzie 100 razy) powoduje stosunkowo szybkie ustalenie się sygnału wyjściowego w pobliżu wartości średniej preambuły. -. komparator ze wzmacniacza transkonduktancyjnego –. UI. +. gm C. Ictrl. RESET. detektor początku pakietu. UTH. odtworzone dane. bufor. układ sterujący. Rys. 5. Schemat blokowy układu filtracji preambuły wraz z układem decyzyjnym Rys. 5 przedstawia schemat blokowy układu wytwarzania progu komparacji działający według przedstawionej zasady. Składa się on ze stopnia transkonduktancyjnego obciążonego pojemnością i objętego pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego poprzez bufor o dużej impedancji wejściowej. Przyjmując, że prąd Ictrl ma pewną ustaloną wartość można zapisać transmitancję układu jako: U TH 1 = . UI 1 + s C g m (I cntr ) Widać stąd, że zmiana stałej czasowej filtru może się odbywać poprzez zmianę transkonduktancji wzmacniacza, która z kolei jest uzależniona od prądu Ictrl. Istotną częścią układu jest też detektor początku preambuły, który jest odpowiedzialny za wyznaczenie momentu rozpoczęcia fazy przestrajania filtru. Zadaniem układu sterującego jest odpowiednie kształtowanie przebiegu sterującego przestrajanym filtrem. Po zakończeniu odbierania bieżącego pakietu układy te powinny. PWT 2005 - POZNAŃ 8-9 GRUDNIA 2005. przejść do stanu oczekiwania na kolejny pakiet a stała czasowa filtru powinna przyjąć wartość τFP. W następnej sekcji zajmiemy się kwestią doboru odpowiednich wartości parametrów układu wytwarzania progu komparacji, czyli określeniem wartości stałych czasowych filtru τFP τFK, jak również stałej czasowej sygnału przestrajającego filtr τC oraz czasu opóźnienia td. 4. DOBÓR PARAMETRÓW UKŁADU Na wybór wartości parametrów układu ma wpływ cały szereg czynników, przy czym niektóre z nich prowadzą do rozbieżnych wniosków. W związku z tym przedstawimy tutaj kilka wykresów, obrazujących błąd wytworzonego progu komparacji w funkcji parametrów układu. Błąd ten jest wyznaczany na końcu ostatniego bitu preambuły względem wartości idealnej. Rys. 6a przedstawia błąd progu komparacji dla preambuły o długości 16 bitów przy założeniu, że stosunek stałych czasowych wynosi τFK/τFP = 100. Poszczególne krzywe wykreślono dla różnych stałych czasowych zaniku prądu sterującego przestrajaniem filtru. Czas td został dobrany w taki sposób, aby na końcu preambuły prąd Ictrl nie przekraczał 10% swej wartości początkowej. Z wykresu wynika, że błąd progu komparacji na końcu preambuły może być rzędu pojedynczych % a dobór wartości parametrów nie jest bardzo krytyczny. Rys. 6b pokazuje wpływ momentu rozpoczęcia zaniku prądu Ictrl na powstający błąd progu komparacji. Widać, że występuje tutaj pewna wartość optymalna, niemniej jednak dla żadnego z rozpatrywanych tutaj przykładów błąd nie wzrasta powyżej 5%. W przypadku dłuższej preambuły jest możliwe osiągnięcie małych wartości błędu przy zmniejszonym zakresie zmian prądu Ictrl. Jest to pokazane na Rys. 7, gdzie założono preambułę o długości 32 bity, jednocześnie zmniejszając τFK/τFP do 20. Widać, że błędy progu komparacji są tutaj na podobnym poziomie jak w przybłąd progu komparacji εTH [%]. 1.0. 5.0. τC = Tb. 2.0. t d = 12.5Tb. τC = 1.5Tb. 0. t d = 12.5Tb. -2.0. τC = 2Tb. t d = 10.5Tb. -5.0. 1.0. 1.5. 2.0. 2.5. a) błąd progu komparacji εTH [%]. [jedn. względne]. [jedn. względne]. www.pwt.et.put.poznan.pl. b). 3.0. 4.0. 3.5. τFP/Tb 5.0. τC = Tb τFP = 2.8Tb. 2.0. t 0 = 12.5Tb. τC = 1.5Tb τFP = 2.4Tb. t 0 = 12.5Tb. 0. -2.0. -5.0 t0 - 0.5Tb. τC = 2Tb τFP = 2.2Tb. t 0 = 10.5Tb t0. t0 + 0.5Tb. td. Rys. 6. Błąd progu komparacji dla preambuły o długości 16 bitów przy τFK/τFP= 100. 3/6.

(4) błąd progu komparacji εTH [%]. www.pwt.et.put.poznan.pl. 5.0. τC = Tb. 2.0. t d = 12.5Tb. 0. -2.0. τC = 1.5Tb. τC = 2Tb. t d = 12.5Tb. t d = 10.5Tb. -5.0. 2.0. 4.0. 6.0. a) błąd progu komparacji εTH [%]. b). 10. 8.0. τFP/Tb 5.0. τC = Tb τFh = 6Tb. 2.0. t 0 = 28.5Tb. 0. τC = 2Tb τ = 4.2Tb. -2.0. τC = 1.5Tb τFh = 4.4Tb. t 0 = 26.5Tb. t 0 = 28.5Tb. -5.0 t0 - 0.5Tb. t0. t0 + 0.5Tb. td. Rys. 7. Błąd progu komparacji dla preambuły o długości 32 bity przy τFK/τFP = 20 padkach rozpatrywanych powyżej, przy czym wrażliwość na opóźnienie rozpoczęcia zaniku prądu Ictrl jest tutaj nawet mniejsza. Wynika to z możliwości wybrania 2-3 razy większych wartości stałych czasowych τFP. Na Rys. 8 pokazano utratę czułości łącza światłowodowego (ang. sensitivity penalty) spowodowaną błędem progu komparacji przy założeniu, że występujące szumy mają charakter addytywny i cechują się rozkładem gaussowskim. Z wykresu wynika, że błąd progu rzędu 10% powoduje niewielką utratę czułości łącza, rzędu 0.5 dB. Można więc wysunąć wniosek, że błędy występujące w analizowanych powyżej układach wytwarzania progu komparacji poprzez filtrację preambuły są w praktyce akceptowalne. Można nadmienić, że w takim układzie jest też możliwe wytworzenie progu komparacji w przypadku preambuły o długości 8 bitów. Otrzymuje się wtedy nieco większe błędy oraz ich silniejszą zależność od wartości czasu td. Na zakończenie należy jeszcze zwrócić uwagę na kwestię wpływu odbieranego strumienia bitów na wytworzony próg komparacji. W fazie odbioru pakietu. układ zachowuje się jak filtr dolnoprzepustowy o stosunkowo pewnej stałej czasowej. Wynika stąd ograniczenie na maksymalną długość możliwej do odebrania sekwencji jednakowych symboli (bez znacznego pogorszenia stopy błędów). Jeśli przyjmiemy jako kryterium, że dopuszczalny jest błąd progu równy 10%, to wtedy długości takich sekwencji można oszacować na równe ok. 0.105τFK. Dla danych z Rys. 6b i Rys. 7b daje to odpowiednio ok. 25 bitów i ok. 10 bitów. Należy zauważyć, że w drugim z rozważanych przypadków (τFK/τFP = 20 i preambuła o długości 32 bity) długość ciągu jednakowych symboli jest znacznie mniejsza, co wynika z mniejszej wartości stałej czasowej τFK. W ogólności można więc stwierdzić, że układy wytwarzania progu komparacji działające na zasadzie filtracji preambuły będą najlepiej pracować w systemach, w których stosuje się zrównoważone kodowanie nadmiarowe. Sytuacja taka występuje np. w standardzie EPON [4], gdzie wykorzystywany jest kod 8B10B. 5. MOŻLIWOŚCI REALIZACJI UKŁADOWYCH Zgodnie ze schematem przedstawionym na Rys. 5 w układzie wytwarzania progu poprzez filtrację preambuły jest potrzebny wzmacniacz różnicowy o regulowanej transkonduktancji. Układ taki może być zbudowany wykorzystując fakt, że transkonduktancja tranzystora (bipolarnego jak i MOS) zależy od wartości prądu płynącego przez tranzystor. W tranzystorach bipolarnych transkonduktancja zależy liniowo od prądu, co czyni je lepszymi kandydatami do zastosowania w układach o regulowanej transkonduktancji. Podstawowa wersja takiego układu może wykorzystywać wzmacniacz różnicowy, którego transkonduktancja jest regulowana przez zmianę polaryzującego go prądu. Przykładowa realizacja odbiornika wykorzystująca układ wytwarzania progu komparacji zbudowany według tej zasady jest przedstawiona na Rys. 9. W tym układzie wzmacniacz różnicowy (T1-T2) z obciążeniem aktywnym (T3-T4) jest polaryzowany prądem Ictrl przez lustro prądowe (T7-T8). Transkonduktancja takiego układu wynosi: g m = q 2kT ⋅ I ctrl ,. gdzie q oznacza ładunek elementarny, k stałą Boltzmann’a a T temperaturę bezwzględną. W układzie UCC RE3. 1 0.9. RE4. T3. T4. T5. T6. C. 0.8. utrata czułości [dB]. CE4. ze wzmacniacza transkonduktancyjnego. 0.7. UI. 0.6. T1. T2 UTH. 0.5. K1 BER = 10-9 BER = 10-12 BER = 10-15. 0.4 0.3. detektor początku preambuły. 0.2. Ictrl. 0.1 0. T8 0. 2. 4. 6. 8. 10. 12. 14. 16. 18. błąd progu komparacji [%]. Rys. 8. Utrata czułości łącza w funkcji błędu progu komparacji. PWT 2005 - POZNAŃ 8-9 GRUDNIA 2005. T7. kształtowanie przebiegu prądu. UX. odtworzone dane. K2 SET. F-F RESET. 20. koniec pakietu. Rys. 9. Odbiornik wykorzystujący układ wytwarzania progu komparacji ze wzmacniaczem różnicowym. 4/6.

(5) www.pwt.et.put.poznan.pl. tranzystory T5 i T6 pełnią rolę wtórników separujących pojemność filtrującą C od obciążenia prądami polaryzującymi wzmacniacza różnicowego i komparatorów oraz zapewniają pracę tranzystorów T2 i T4 w obszarze aktywnym. Komparator K1 pełni rolę układu decyzyjnego, porównującego odbierane dane z wytworzonym progiem komparacji, który pojawia się na bazie tranzystora T2. Na wyjściu tego komparatora otrzymujemy więc odebrany strumień danych. Komparator K2 wraz z towarzyszącym mu przerzutnikiem RS oraz źródłem UX tworzy układ wykrywania początku preambuły. Po jej wykryciu za przestrajanie filtru jest odpowiedzialny układ kształtowania przebiegu prądu. Wadą układu ze wzmacniaczem różnicowym jest ograniczona szybkość przeładowywania kondensatora C, określona maksymalną wartością prądu Ictrl. Wpływ tego na funkcjonowanie układu jest dwojaki. W przypadku dużej amplitudy odbieranych impulsów układ nie będzie w stanie wytworzyć właściwej wartości progu komparacji. Skutkiem tego będzie przedłużony czas trwania „jedynek”, co określa się mianem zniekształcenia współczynnika wypełnienia bitów. Zjawisko to jest niekorzystne z punktu widzenia odtwarzania zegara transmisyjnego. Ponadto w przypadku, gdy amplituda odbieranego pakietu jest mała a pakiet bezpośrednio go poprzedzający miał dużą amplitudę będzie występował problem z całkowitym rozładowaniem kondensatora C w przerwie pomiędzy pakietami. W praktyce oznacza to ograniczenie zakresu dynamicznego układu wytwarzania progu komparacji, a co za tym idzie, całego odbiornika. Problemów tych można uniknąć stosując inną strukturę wzmacniacza transkonduktancyjnego, przedstawioną w uproszczeniu na Rys. 10. W układzie tym prąd wyjściowy nie jest limitowany przez żadne ze źródeł polaryzujących (I1, I2, I9 i I10), które ustalają jedynie punkty pracy tranzystorów. W układzie tym zmiana transkonduktancji może odbywać się poprzez współbieżne przestrajanie źródeł prądowych. 6. WYNIKI EKSPERYMENTALNE W celu zweryfikowania rozważań przedstawionych w poprzednich rozdziałach przeprowadzono pomiary układów wytwarzających próg komparacji poprzez filtrację preambuły. Przykładowe wyniki dla układu ze wzmacniaczem różnicowym (Rys. 9) są przedstawione na Rys. 11. Układ został wykonany wykorzystując scalone matryce tranzystorowe HFA3096B (Intersil) oraz +. U I2. T5. T7 I10. UWE T3. + T1. T11. T2. IWY T10. T4. T9. T12 I9. I1. T6. T8 -. U. Rys. 10. Wzmacniacz transkonduktancyjny z dużym prądem wyjściowym. PWT 2005 - POZNAŃ 8-9 GRUDNIA 2005. pakiet „duży”. preambuła. pakiet „mały”. „guard time”. (a). (b). (c). Rys. 11. Oscylogramy przebiegów zmierzonych w układzie z Rys. 9 komparatory ADCMP567 (Analog Devices). Parametry układu zostały dobrane na podstawie rozważań z rozdz. 4 przy założonej transmisji 155 Mb/s i długości preambuły równej 16 bitów. Rys. 11a przedstawia sygnał na wyjściu komparatora K2 podczas odbierania pakietu o małej amplitudzie występującego w bezpośredniej bliskości pakietu o dużej amplitudzie. Stosunek amplitud pakietów wynosił 5 mV/150 mV, co odpowiada dynamice sygnału optycznego ok. 15 dB. Z rysunku wynika, że obydwa pakiety zostały poprawnie odebrane przy odległości pomiędzy nimi (ang. guard time) równej 8 bitów (ok. 51 ns). Rys. 11b pokazuje w powiększeniu początek pakietu o małej amplitudzie wraz z przebiegiem prądu sterującego transkonduktancją wzmacniacza różnicowego. Rys. 11c przedstawia w powiększeniu wykres oka odbieranego sygnału. Z pomiarów wynika też, że w rozważanym układzie jest możliwy odbiór pakietów z 8-bitową preambułą pod warunkiem zwiększenia odległości pomiędzy pakietami do 16 bitów. Podczas uruchamiania układu okazało się, że na detekcję sygnałów o amplitudzie rzędu kilku mV bardzo istotnie wpływa zmienność napięcia niezrównoważenia wzmacniacza różnicowego w fazie przestrajania filtru. Ponadto ze zmianą prądu Ictrl wiążą się też dodatkowe błędy, wynikające głównie z opóźnienia wnoszonego przez lustro prądowe T3-T4. Zostało ono znacząco zmniejszone przez wprowadzenie elementów RE3, RE4 i CE4. Zmienność napięcia niezrównoważenia ograniczono poprzez odpowiedni wybór zakresu zmian prądu Ictrl (w wykonanym układzie był to zakres 80 µA-8 mA).. 5/6.

(6) www.pwt.et.put.poznan.pl. Błędy dynamiczne w fazie przestrajania prądu Ictrl stanowią potencjalnie spory problem w dyskutowanej tutaj klasie układów. Ze względu na całkujący charakter układu w otwartej pętli błędy te w stanie ustalonym są sprowadzane do zera przez ujemne sprzężenie zwrotne, niemniej jednak stała czasowa tego procesu jest bardzo długa. W związku z tym postanowiono zbudować układ, w którym błędy takie były by kompensowane. Uproszczony schemat wykonanego układu jest przedstawiony na Rys. 12. ze wzmacniacza transkonduktancyjnego. komparator –. UI. + detektor początku pakietu. RESET. gm C. Ictrl układ sterujący. – –. REF. UTH +. + Ictrl. odtworzone dane. + + REF. gm C. Rys. 12. Układ wytwarzania progu komparacji z kompensacją błędów dynamicznych Układ składa się z dwóch części. Jedna z nich pełni rolę zasadniczego filtru przestrajanego i jest połączona z wyjściem wzmacniacza transkonduktancyjnego. Druga cześć układu jest kopią części zasadniczej i służy do wytworzenia odpowiedniego sygnału błędu. Wejście tej części układu jest podłączone do pewnego stałego napięcia referencyjnego o wartości zbliżonej do składowej stałej na wyjściu wzmacniacza transkonduktancyjnego. Właściwe napięcie progowe UTH powstaje jako różnica pomiędzy napięciami z układu głównego i jego kopii, przesunięta o napięcie referencyjne. W czasie testowania układu i pomiarów okazało się, że nie działa on w sposób zadowalający. W układzie z tego typu kompensacją błędu dynamicznego konieczna jest duża symetria pomiędzy układem głównym a układem referencyjnym. Wykorzystane w projekcie układy scalone (wzmacniacze o zmiennej transkonduktancji OPA860 firmy Burr-Brown, zbudowane wg koncepcji przedstawionej na Rys. 10) cechowały się znaczną składową błędu pochodzącą od zmiany prądu Ictrl (10-20 mV dla dwudziestokrotnej zmiany prądu), obarczoną dużymi rozrzutami pomiędzy poszczególnymi egzemplarzami. W związku z tym kompensacja błędu okazała się mało skuteczna. 7. PODSUMOWANIE W światłowodowych systemach transmisji pakietowej jest konieczne wytwarzanie progu komparacji oddzielnie dla każdego odbieranego pakietu danych. W standardowym podejściu wykorzystuje się do tego celu układy z detektorami wartości szczytowej. Układy te muszą mierzyć sygnały o amplitudzie rzędu pojedynczych mV, co stawia przed nimi dosyć ostre wymagania odnośnie szerokości pasma przenoszenia i minimalizacji wartości pojemności pasożytniczych. W artykule przedyskutowano możliwość wytwarzania progu komparacji poprzez filtrację bitów preambuły. Z przedstawionych rozważań teoretycznych wynika, że taka metoda powinna być skuteczna pod warunkiem wykorzystania kodów z ograniczoną sumą cyfrową, jak np. kody 8B10B. Preambuła o długości 16 lub nawet 8 bitów jest wystarczająca dla wytworzenia progu. PWT 2005 - POZNAŃ 8-9 GRUDNIA 2005. komparacji w tym czasie. Zwiększenie długości preambuły pozwala na zmniejszenie błędu progu komparacji lub ograniczenie zakresu zmiany prądu przestrajającego filtr. Zbadano eksperymentalnie dwa układy wytwarzania progu komparacji poprzez filtrację preambuły. Układ ze wzmacniaczem różnicowym działał zadowalająco przy prędkości transmisji 155 Mb/s pod warunkiem starannego kontrolowania źródeł błędów dynamicznych. Natomiast zaproponowany układ z kompensacja błędów dynamicznych nie działał zadowalająco ze względu na duże rozrzuty technologiczne wykorzystanych układów scalonych. Układ ten stwarza jednakże dalsze możliwości poprzez zastąpienie części referencyjnej przez układ cyfrowy z przetwornikiem CA i pamięcią, w której będą przechowywane wartości błędu. Układ taki obecnie znajduje się na etapie badań. 8. PODZIĘKOWANIA Praca była finansowana z grantu KBN nr 3T11B02926. 9. LITERATURA [1]. G. Kramer, G. Pesavento: “Ethernet passive optical network (EPON): building a next-generation optical access network”, IEEE Communications Magazine, str. 62-73, 2002 [2]. ITU-T Recommendation G.983.1: „Broadband optical access systems based on Passive Optical Networks (PON)”, ITU, 1998 [3]. ITU-T Recommendation G.984.2: „Gigabit-capable Passive Optical Networks (GPON)”, ITU, 2003 [4]. IEEE Std 802.3ah-2004: „Carrier Sense Multiple Access with Collision Detection (CSMA/CD) Access Method and Physical Layer Specifications”, IEEE, New York, 2004 [5]. M. Nakamura, N. Ishihara, Y. Akazawa: „A 156Mb/s CMOS optical receiver for burst-mode transmission”, J. Solid-State Circuits, vol. 33, str. 1197-1187, 1998 [6]. Y. Ota, R.G. Swartz, V.D. Archer, S.K. Korotky, M. Banu, A.E. Dunlop: „High-speed, burst-mode, packet-capable optical receiver and instantaneous clock recovery for optical bus operation”, J. Lightwave Technol., vol. 12, str. 325-331, 1994 [7]. Q. Le, Y. Oh, S. Lee: „Integrated differential preamplifier for 155 Mb/s ATM-PON system with fast response, high sensitivity and wide dynamic range”, Asia-Pacific Microwave Conference (AMCP) vol. 2, str. 478-481, 2002 [8]. Q. Le, S. Lee, Y. Oh, H. Kang, Y. Yoo: „A burstmode receiver for 1.25-Gb/s Ethernet PON with AGC and internally created reset signal”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, str. 2379-2388, 2004 [9]. Ł. Śliwczyński, P. Krehlik, M. Lipiński, A. Wolczko: „Kompensacyjny układ wytwarzania progu komparacji dla światłowodowych systemów pakietowych”, PWT’2004, str. 115-120. 6/6.

(7)