Transmisja danych z widmem rozproszonym

ZESZYTY N A U K O W E PO L IT EC H N IK I ŚLĄ SK IEJ Seria: ELEK TR O N IK A z. 12

2000 N r kol. 1492

JanC H O JC A N Adam D U S T O R

Politechnika Śląska, Instytut Elektroniki

TRANSMISJA DANYCH Z WIDMEM ROZPROSZONYM

Streszczenie. W pracy przedstaw iono podstaw y działania system ów z rozproszonym widmem Spread Spectrum D irect Sequence na przykładzie zbudow anego nadajnika i odbiornika transm itującego dane poprzez sieć energetyczną niskiego napięcia.

Przedstawiono rów nież uzyskane param etry transm isji oraz pokazano w pływ długości kodu na odporność odbiornika na zakłócenia.

SPREAD SPECTRUM DATA TRANSMISSION

Sum m ary. T he paper includes a description o f Spread Spectrum D irect Sequence systems. F or transm itting data over electric pow er distribution circuits a pair o f transm itter and receiver w as built. The paper presents accom plished transm ission param eters and the influence o f the length code on the noise im m unity o f receiver.

1. Podstawy teoretyczne

Historia system ów z rozproszonym w idm em (ang. SS - Spread Spectrum ) sięga czasów przedwojennych, kiedy to pojaw iła się rew olucyjna koncepcja stosow ania szerokopasm ow ych sygnałów nośnych. P raktyczna realizacja tych system ów by ła jed n ak w ow ych czasach niemożliwa ze w zględu na niedostateczny rozwój technologii elem entów i urządzeń elektronicznych. D opiero w latach 70. dzięki ogrom nem u postępow i w technologii układów scalonych, ich realizacja stała się technicznie m ożliw a i ekonom icznie opłacalna.

W system ach z rozproszonym w idm em sinusoidalny sygnał nośny ulega rozproszeniu w szerokim paśm ie częstotliw ości, znacznie szerszym niż naturalne pasm o sygnału informacyjnego, ich działanie opiera się na znanym tw ierdzeniu C. E. Shannona o przepustowości kanału inform acyjnego:

C = 2? • lg 2 (1 +

N (¹)

gdzie:

C - przepustow ość kanału w bitach na sekundę, B - szerokość pasm a kanału w hercach, S - m oc sygnału,

N - m oc szumu.

Ze w zoru (1) w ynika, że przepustow ość je st w prost proporcjonalna do szerokości pasma przenoszenia kanału i w zrasta w m iarę w zrostu stosunku S/N. Z tego też powodu w tradycyjnych system ach telekom unikacyjnych dba się o m ożliw ie je g o dużą wartość.

Przyjm ijm y założenie, że szum je s t znacznie silniejszy od sygnału S / N « l , w ów czas wzór (1) upraszcza się do postaci:

W zór (3) w zór um ożliw ia obliczenie w ym aganej szerokości kanału, aby przy zadanym S/N osiągnąć przepustow ość C. Okazuje się, że nic nie stoi na przeszkodzie, aby szum byt silniejszy od sygnału, w ystarczy tylko odpow iednio poszerzyć pasm o częstotliw ości. Zasada działania system ów z rozproszonym w idm em opiera się na tej w łaściwości. M ają one kilka bardzo pow ażnych zalet, takich jak:

- u m o żliw iają adresow anie sygnału,

- u m o żliw iają zrealizow anie dostępu w ielokrotnego z kodow ym podziałem kanałów - C D M A (C ode D ivision M ultiple Access),

- zapew niają n isk ą gęstość w idm ow ą sygnału w ysyłanego, poufność w ysyłanej inform acji,

- d u ż ą odporność na zakłócenia.

Podstaw ow e param etry charakteryzujące odporność system ów z rozproszonym widmem na zakłócenia to:

- zysk przetw arzania Gp (process gain), - m argines zakłóceń Mj (jam m ing margin).

Z ysk p rzetw arzania G p m oże być oszacowany za pom ocą wzoru:

C « 1.44 ■ 5 • —

N (

2

po przekształceniu:

B * 0 . 6 9 C — N

S (3)

(4)

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 203

gdzie:

BWRF - szerokość w idm a sygnału rozproszonego, Rinfo - szerokość w idm a sygnału inform acyjnego.

M argines zakłóceń uw zględnia nieidealność przetw arzania odbiornika:

+

L-.

i"]

UJ

gdzie:

Lsys - straty system u podczas przetw arzania,

(S/N)OUT - stosunek sygnał - szum na w yjściu odbiornika.

Przykładow o system o param etrach G P=30 dB i Lsys=2 dB oraz m inim alnym (S/N )OUT=10 dB będzie działać popraw nie, gdy zakłócenia na w ejściu będ ą o 18 dB w iększe od sygnału.

Podstaw ow ym i m etodam i rozpraszania w idm a sygnału są:

- rozpraszanie bezpośrednie (DS- D irect Sequence), - skakanie po częstotliw ościach (FH - Frequency Hopping), - skakanie po czasie (TH - T im e Hopping),

- FM chirp.

W dalszej części pracy przedstaw iono m etodę rozpraszania bezpośredniego, którą zastosowano do transm isji danych poprzez sieć energetyczną niskiego napięcia.

2. Rozpraszanie bezpośrednie DS

System y z rozpraszaniem bezpośrednim (DS - D irect Sequence) są najbardziej znanym i i najszerzej stosow anym i system am i z rozproszonym widm em . Rozpraszanie bezpośrednie oznacza m odulację sygnału nośnego sekw encją kodow ą. W ogólnym przypadku m oże być to dowolna m odulacja am plitudy lub kąta, jed n ak najczęściej stosow ana je s t dw upunktow a modulacja fazy BPSK . U proszczony schem at blokow y system u DS przedstaw ia rys. 1.

Modulator zrów now ażony zm ienia fazę sygnału nośnego w takt sekw encji kodowej, zmieniając fazę nośnej o 0 lub 180 stopni zależnie od kodu. System y D S są szczególnie predysponow ane do przesyłania sygnałów cyfrow ych, w zw iązku z czym inform ację w postaci cyfrow ej nakłada się na sekw encję kodow ą i dopiero taki zm odyfikow any kod służy do rozpraszania fali nośnej w nadajniku. Sygnał odebrany zostaje w m odulatorze zrów now ażonym przem nożony przez kod pseudolosow y i przy założeniu synchronizacji pomiędzy kodem w nadajniku i odbiorniku dochodzi do kom presji w idm a, czyli zm niejszenia szerokości w idm a sygnału. O trzym any w ten sposób sygnał w ąskopasm ow y po prze- filtrow aniu m oże zostać dalej podany do dem odulatora celem odzyskania nadanej inform acji.

Sygnały zakłócające, które po jaw ią się na w ejściu odbiornika, są nieskorelow ane z sekw encją

pseudolosow ą, co pow oduje, że po ich w ym nożeniu z kodem dochodzi do rozproszenia wid­

ma, w efekcie czego na w ejście dem odulatora po przefiltrow aniu dostaje się niewielki ułamek m ocy zakłócenia w ejściow ego. Proces ten obrazuje rys. 2.

4. Sygnał odebrany

2 Kod I I I I--- I--- S. Kod

pseudolosowy | | |_____________ | |________ pseudolosowy

3. Sygnał

rozproszony

'V U A A A A W 1 m O A A /W l/

sygnał nośny

R ys.l. Schemat blokowy systemu z rozpraszaniem bezpośrednim [6]

Fig. 1. Spread spectrum direct sequence system - block diagram [6]

S y g n a ł w y jś c io w y n a d a jn ik a

S y g n a ły na w e jś c iu

^ fc 11 l i e.

1 1 1 1

S y g n a ły na w e jś c iu filtru d o ln o p r z e p u s to w e g o

...

. Zakłócenie rozproszone

f

S y g n a ł na

A , - w y jś c iu filtru

d o ln o p r z e p u s to w e g o

_____

Rys. 2. Mechanizm powstawania zysku przetwarzania w systemach DS [6]

Fig. 2^. Formation o f processing gain in DS systems [6]

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 205

Kształt w idm a sygnału D S określony je s t przez w idm o kodu pseudolosow ego, którym je st ciąg im pulsów prostokątnych. Przem nożenie kodu przez n o śn ą pow oduje jedynie przesunięcie go w inny zakres częstotliw ości. O bw iednia w idm a m ocy je s t funkcją typu [sin(x)/x]2.

/ \

V f^ -c z ę s to tliw o ś ć zegara kodu

i L

Rys. 3. Widmo mocy sygnału DS Fig. 3. Power spectral density o f DS signal

Widoczne na rys. 3 prążki to efekt nieidealności kodu pseudolosow ego, a dokładnie rzecz ujmując, je g o skończonej długości. Odstęp pom iędzy prążkam i je st równy częstotliw ości powtarzania kodu. W raz ze w zrostem długości kodu odstęp pom iędzy prążkam i m aleje wypełniając funkcję w idm ow ej gęstości m ocy w sposób praw ie ciągły. Szerokość listka głównego w idm a je s t rów na dw ukrotności częstotliw ości taktow ania zegara kodu. C echą charakterystyczną w idm a sygnału D S je s t to, że 90% m ocy sygnału zaw arte je st w listku głównym. Pasm o 3 dB sygnału rozproszonego stanowi 0.88 częstotliw ości zegara kodu.

Do popraw nego odbioru sygnału użytecznego w ym agany je s t synchronizm pom iędzy lokalnie generow anym kodem a odbieranym sygnałem . O dpow iednio dobrane kody ułatw iają uzyskanie synchronizacji nadajnika z odbiornikiem . C echą charakterystyczną takich kodów jest duża w artość autokorelacji dla zerowego przesunięcia (stan synchronizacji) oraz mała i stała jej w artość dla pozostałych w artości przesunięcia, pożądane je st rów nież, aby ciągi te były ze so b ą nieskorelow ane. S pośród w ielu m ożliw ych do zastosow ania kodów największe zastosowanie znalazły ciągi liniowe m aksym alnej długości (M axim al L inear Code Sequences) generow ane za pom ocą rejestrów przesuw nych. R ejestr o długości N kom órek generuje sekw encję o długości 2N-1. N a rys.4 przedstaw iono przykładow ą sprzętow ą realizację ciągu o długości 31 bitów.

WyjScie kodowe

D1 D2 D3 D4 D5

Rys. 4. Prosty generator kodu [5,4,3,2]

Fig. 4. Code sequence generator (simple type) [5,4,3,2]

Ciągi liniow e m aksym alnej długości m a ją następujące właściw ości:

liczba je d y n ek w sekw encji je st zawsze w iększa o jeden od liczby zer, - rozkład zer i je d y n ek w ciągu je st określony i zawsze jednakow y,

- funkcja autokorelacji m a rozkład trójkątny dla przesunięć z przedziału < -1; l >

osiągając m aksim um dla 0 rów ne 2N-1 oraz przyjm uje w artość -1 dla pozostałych przesunięć,

sum ow anie m odulo 2 m aksym alnego ciągu kodowego z przesuniętą w fazie repliką tego ciągu daje w w yniku ten sam ciąg kodow y, ale o fazie różnej od faz obu składników ,

- każdy m ożliw y stan rejestru (z w yjątkiem stanu zerowego) w ystępuje tylko raz podczas generacji kom pletnego cyklu kodowego.

N a rys. 5 przedstaw iono w adę kodów liniow ych m aksym alnej długości, ja k ą jest skom plikow any przebieg korelacji wzajem nej [1],

Funkcja autokorelacji kodu [5,3]

" ' Funkcja korelacji wzajemnej kodów [5,3] i [5,2]

Rys. 5. Porównanie autokorelacji i korelacji wzajemnej dla przykładowych 31 bitowych ciągów kodowych: [5,3] i [5,2]

Fig. 5. Comparative autocorrelation and cross-correlation for codes [5,3] and [5,2]

Gdy je st więcej niż jed en nadajnik i odbiornik, może dojść do sytuacji, że przy niekorzystnym stosunku m ocy odbiornik błędnie rozpozna któreś z m aksim ów korelacji w zajem nej (rys. 5) ja k o m aksim um autokorelacji i błędnie się zsynchronizuje. W praktyce dobiera się takie ciągi kodowe, aby ich funkcja korelacji wzajem nej była w szędzie bliska zera.

Bardzo istotny je st dobór odpowiedniej długości ciągu oraz częstotliw ości zegara kodu, która m a bezpośredni w pływ na szerokość w idm a sygnału rozproszonego. Istotny jest zw łaszcza param etr zw any częstotliw ością pow tarzania kodu (Code Repetition Rate) [1]

rów ny częstotliw ości zegara podzielonej przez długość kodu w bitach. Przy zbyt krótkim kodzie częstotliw ość pow tarzania m oże nałożyć się na pasm o inform acyjne wprowadzając

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 207

dodatkowy szum na w ejście dem odulatora. Z byt krótki ciąg nie m a też w łasności zbliżonych do losowych w efekcie, czego odbiornik je st bardziej w rażliw y n a zakłócenia.

Systemy z rozpraszaniem bezpośrednim D S szczególnie dobrze nadają się do przesyłania danych w postaci cyfrow ej, które są w prow adzane do sekwencji pseudolosow ej. Strum ień informacji dodaw any je s t m odulo 2 do kodu pseudolosow ego (rys. 6) i tak zm odyfikowany ciąg w ym nażany je s t z sygnałem nośnym pow odując rozproszenie w idm a. Odzyskanie informacji w odbiorniku w ym aga znajom ości kodu nadajnika oraz synchronizacji z nim, w efekcie czego układ taki zapew nia do pew nego stopnia poufność danych (zależną od długości kodu i jego rodzaju).

G e n e ra to r c ią g u k o d o w e g o

Z e g a r

In fo rm a c ja w p o s ta c i c y f r o w e j

C iąg k o d o w y

$

In fo rm a c ja @ C iąg k o d o w y

In fo rm a c ja

C iąg k o d o w y

In fo rm a c ja

z s y n c h r o n iz o w a n a

_ n rrr lt

In fo rm a c ja z s y n c h r o n iz o w a n a

In fo rm a c ja © C ią g k o d o w y

u u t u t l

i _ n

u n

Rys. 6. Wprowadzanie informacji przez modyfikację kodu w systemie DS [1]

Fig. 6. Adding information by code modification in DS system [1]

Sygnały szerokopasm ow e są zw ykle dem odulow ane dw ustopniow o. N ajpierw dokonywana je s t kom presja w idm a (usuw ana je st m odulacja spread spectrum ), a następnie otrzymany sygnał w ąskopasm ow y je st dem odulow any w sposób konw encjonalny w obecności szum ów , których głów nym źródłem je st korelacja w zajem na sygnału odniesienia z zakłóceniami. P roces kom presji w idm a realizow any je st za pom ocą korelatorów: in-line będącego w iern ą k o p ią układu rozpraszającego w idm o w nadajniku oraz m ającego lepsze właściwości korelatora heterodynow ego o schem acie blokow ym na rys. 7. W układzie tym kom presja w idm a w ykonyw ana je st przez w ym nożenie odebranego sygnału z sygnałem szerokopasm ow ym o częstotliw ości środkowej różnej od częstotliw ości nośnej nadajnika.

Powstały sygnał w ąskopasm ow y zaw ierający inform acje znajduje się na częstotliwości różnicowej, w w yniku czego na w yjście korelatora, a jednocześnie w ejście dem odulatora

przechodzi znacznie m niej zakłóceń. Efektem przem iany częstotliw ości je st mniejsza częstotliw ość pracy dem odulatora, a w ięc je g o prostsza i tańsza realizacja.

O debrany sygnał szerokopasm ow y

O scylator lokalny

Mieszacz podwójnie zró w n o w a żo n y

J l

Sygnał w ąskopasm ow y

1i

/T T T Ti

Mieszacz podwójnie zró w n o w a żo n y

ii ItlWx

Sekwencja kodowa

Sygnał odniesienia

TilitlWrrK

Rys. 7. Schemat blokowy korelatora heterodynowego [1]

Fig. 7. Block diagram o f heterodyne correlator [1]

Je d n ą z głów nych zalet system ów D S je st ich duża odporność na zakłócenia. Proces kom presji w idm a sygnału użytecznego i rozproszenia zakłócenia przedstaw iono na rys. 8.

W ejście korelatora W yjście korelatora Wejście demodulatora (sygnał wyfiltrowany)

Sygnał szerokopasm ow y Zmodulowana danymi nośna Zmodulowana danymi nośna

______ /TTTrvfiiilTITlhurTrfK llfl

Zakłócenie w ąskopasm ow e Sygnał szerokopasm ow y Szum pochodzący od zakłócenia

Rys. 8. Wyjaśnienie eliminacji zakłóceń wąskopasmowych w systemach DS [1]

Fig. 8. Explanation o f narrowband interference elimination in DS system [1]

Po porów naniu w pływ u zakłóceń w ąskopasm ow ych i szerokopasm ow ych o tej samej m ocy (rys. 9) okazuje się, że układy z rozpraszaniem bezpośrednim są bardziej w rażliwe na

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 209

zakłócenia w ąskopasm ow e. R óżnica w poziom ie m ocy na w yjściu filtru pasm ow ego znajdującego się po korelatorze, a przed dem odulatorem sięga 3 dB.

W ejście korelatora W yjście korelatora W ejście demodulatora

Zakłócenie w ąskopasm ow e BW < < pasmo sygnału odniesienia

^nTv/lííTTTTílW^

Zakłócenie szerokopasm ow e EfW * pasmo sygnału odniesienia

9 /V = pasmo sygnału odniesienia

^ m rrn i u ¡T11111 m w

EW = 2 X pasmo sygnału odniesienia

JDL

Rys. 9. Porównanie wpływu szerokości zakłóceń na pracę systemów OS' [1]

Fig. 9. Correlator input and output and bandpass filter output for CW and wideband interference in DS systems [1]

Sygnał w ąskopasm ow y otrzym yw any na w yjściu korelatora poddaw any je s t następnie procesowi dem odulacji. Jednym z najczęściej stosow anych do tego celu układów je st pętla fazowa C ostasa o schem acie blokow ym przedstaw ionym na rys. 10.

Rys. 10. Pętla fazowa Costasa - schemat blokowy [1]

Fig. 10. Costas loop - błock diagram [1]

Pętla C ostasa nie potrafi rozróżnić “ 1” od “0” logicznego, dlatego też m usi być wprowadzony sposób kodow ania danych, który pozw oli w sposób jednoznaczny zdekodow ać nadane dane. Jedną z m etod m ożliw ych do zastosow ania je s t różnicow a m odulacja fazy.

W dotychczasow ych rozw ażaniach pom inięto najw ażniejszy i najtrudniejszy elem ent systemów z rozproszonym w idm em - synchronizację. O dbiór sygnałów szerokopasm ow ych możliwy je s t tylko w ów czas, gdy generator ciągu kodow ego w odbiorniku je st zsynchronizo­

wany z odbieranym sygnałem szerokopasm ow ym . O znacza to, że po stronie odbiorczej musimy znać nie tylko kod nadajnika, ale także je g o częstotliw ość taktow ania oraz fazę (w

odniesieniu do ciągu referencyjnego w odbiorniku). Problem synchronizacji odbiornika dzielim y na dw a etapy:

synchronizacja startow a (odnalezienie sygnału i zsynchronizow anie odbiornika), śledzenie (utrzym anie odbiornika w synchronizm ie).

Synchronizacja startow a stanowi największy problem w system ach z rozproszonym w idm em . O dbiornik m usi w ykryć sygnał pożądany w obecności zakłóceń i ustaw ić właściwą częstotliw ość i fazę w łasnego generatora ciągu kodowego. N ajprostszym sposobem synchronizacji je st poszukiw anie m aksim um funkcji korelacji wzajem nej sygnału odebranego i ciągu referencyjnego przez zm ianę fazy w łasnego generatora ciągu kodow ego. Realizację tego sposobu m ożna uzyskać przez nadanie generatorowi ciągu kodow ego w odbiorniku częstotliw ości nieco różnej od częstotliw ości generatora kodu w nadajniku. W skutek tego kody po stronie nadaw czej i odbiorczej ja k gdyby „ślizgają się” w zględem siebie, stąd nazwa

„ślizgający się” korelator (sliding correlator) (rys. 11).

Rys. 11. „Ślizgający się” korelator - schemat blokowy [2]

Fig. 11. Sliding correlator - błock diagram [2]

W pow yższym układzie obliczana je st częściow a korelacja i jeżeli jej w artość przekroczy zadany próg uznajem y, że generatory kodu są zsynchronizow ane. Jeżeli w artość korelacji jest m niejsza, to dokonujem y poślizgu kodu o 1 bit i procedura je st pow tarzana od początku.

W adą takiej m etody synchronizacji je st czasochłonność. Przy bardzo długich ciągach znalezienie m aksim um korelacji m ogłoby zająć lata, dlatego też na początku transmisji nadaje się zazw yczaj specjalny krótki kod zwany pream bułą lub stosuje się kody ułatwiające synchronizację ja k kody JPL {Jet Propulsion laboratory).

Po uzyskaniu synchronizacji startowej odbiornik przechodzi do etapu śledzenia. Ze w zględu na niestabilność generatorów , zjaw isko D opplera, zm ienność w arunków propagacji generator ciągu kodow ego w odbiorniku m usi stale śledzić fazę ciągu kodow ego odbieranego sygnału. Często stosuje się m etodę pętli „opóźnionej” (D elay - L ock Loop). W pętli tej (rys.

12) sekw encje kodow e doprow adzone do układów m nożących są przesunięte względem siebie o je d e n bit kodu. Jeden ciąg kodow y „w yprzedza”, a drugi „opóźnia się” względem sekw encji nadajnika. S ygnały w yjściow e układów podnoszących do kwadratu są

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 211

proporcjonalne do korelacji wzajem nej kodu odebranego i generowanego. Jakakolw iek zmiana częstotliw ości spow oduje, że je d en z sygnałów w zrośnie a drugi zm aleje, w w yniku czego pow stanie sygnał różnicow y, który tak w ysteruje generator V CO , aby doprow adzić do stanu rów now agi. U kład stara się utrzym ać w punkcie rów no odległym od m aksim ów korelacji.

śledzenia

Rys. 12. Pętla opóźniona - schemat blokowy [2]

Fig. 12. Delay lock tracking loop - błock diagram [2]

3. Sprzętowa realizacja transmisji z widmem rozproszonym

W dobie szybkiego rozw oju telekom unikacji i rosnącego zapotrzebow ania na inform ację coraz w iększym problem em je st znalezienie m edium transm isyjnego, którym m ożna by przesyłać dane. P oniew aż sieć energetyczna niskiego napięcia je st pow szechnie dostępna i ma ogólnośw iatow y zasięg, je st od pew nego czasu intensyw nie badana pod w zględem przydatności do celów transm isyjnych. N apotkano tu jednak spore trudności zw iązane ze specyfiką tego m edium , ja k im są bardzo silne zakłócenia o poziom ie zm iennym w czasie i miejscu oraz zm ienna im pedancja i tłum ienie [4], Z tych pow odów sieć energetyczną postrzega się raczej ja k o odpow iednią do celów sterow ania i kontroli różnym i urządzeniam i do niej podłączonym i, co zw iązane je st z stosunkow o niedużą w y m ag an ą szybkością transmisji, lecz w zam ian z jej w ysoką niezawodnością. W ydaje się, że w łaściw ą d rogą do przezw yciężenia tych trudności je st zastosow anie do transm isji sygnałów szeroko­

pasm ow ych. W celu w eryfikacji tego stw ierdzenia zbudow ano m odele nadajnika i odbiornika, których działanie oparte je st na rozpraszaniu bezpośrednim transm itującym dane przez sieć elektryczną.

A lgorytm y w ykorzystyw ane w system ach D S pozw alają się stosunkowo łatwo zaim plem entow ać na drodze program ow ej, w ym agana je st tylko duża szybkość mnożenia i dodaw ania. P rocesoram i spełniającym i doskonale te w ym agania s ą procesory sygnałowe, dlatego też m odele urządzeń zbudow ano opierające się na specjalizow anych kartach ADSP 21020 EZ-LA B firm y A nalog D evices [7, 8], które realizują operacje zw iązane z modulacją spread spectrum. R o lą interfejsów je st tylko zapew nienie współpracy kart z siecią energetyczną. K om putery PC słu żą do urucham iania program ów w karcie oraz testowania popraw ności działania system u.

Nadajnik Sieć 220 V

Rys. 13. Ogólna koncepcja systemu transmisji danych Fig. 13. A generał idea o f data transmission system

Ze w zględu n a konieczność uzyskania m aksym alnej dostępnej szybkości obliczeń całość program ów napisano w ję z y k u asem blera. Zastosow any kod rozpraszający to kod liniowy [8,4,3,2] o długości 255 bit.

T ablica 1 Param etry techniczne system u transm isji danych

Rodzaj m odulacji SS DS D PSK

Pasm o częstotliw ości 20 kH z - 6 0 kH z

C zęstotliw ość nośna 40064 Hz

C zęstotliw ość zegara kodu 20032 Hz

C zęstotliw ość próbkow ania 160256 H z

S zybkość transm isji danych 79 bit/s

Z ysk przetw arzania 24 dB

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 213

W celu uproszczenia synchronizacji w odbiorniku 1 bit danych przypada na całą sekwencję rozpraszającą, czyli 2040 bitów (częstotliw ość nośna 8 razy w iększa od zegara kodu), stąd szybkość transm isji danych wynosi:

160256 „ „ „ . . . D ata r a te = = 78,56 bit/s

2040

Im plem entacja nadajnika w karcie EZ-LA B je st stosunkow o prosta ze w zględu na brak układów synchronizacji. G łów nym i blokam i w ystępującym i w nadajniku są: koder różnicowy w y syłanych danych (różnicow e kluczow anie fazy) i m odulator, w którym jednocześnie dochodzi do rozproszenia w idm a i przem iany częstotliw ości w górę. D la celów dem onstracyjnych dane w ysyłane to ciąg „1” i „0” o częstotliw ości zm ienianej przez użytkow nika poprzez naciskanie na karcie przycisku IRQ 2. W idm o m ocy sygnału rozproszonego (w yjście przetw ornika C/A karty) przedstaw iono na rys. 14.

Rys. 14. Widmo mocy sygnału DS dla nośnej 50 kHz Fig. 14. Spectral power density o f DS signal for carrier 50 kHz

W procesie odbioru sygnałów szerokopasm ow ych najw iększym problem em jest uzyskanie synchronizacji pom iędzy nadajnikiem i odbiornikiem , dlatego też najw ażniejszym i częściam i składow ym i odbiornika są: układ synchronizacji wstępnej i układ śledzący. W m odelu odbiornika do synchronizacji wstępnej zastosow ano „ślizgający się” korelator (rys. 11), rozw iązanie stosunkow o proste i jednocześnie najczęściej stosowane. W adą tego rozw iązania je s t długi czas synchronizacji, który przeciętnie w ynosi około 30 s. Z aletą je st je g o skuteczność, m ała złożoność obliczeniow a pozw alająca na d u żą częstotliw ość próbkow ania oraz m ożliw ość analizy z pom ocą em ulatora procesu uzyskiw ania synchroni­

zacji. W procesie synchronizacji częstotliw ości próbkow ania nadajnika i odbiornika są nom inalnie rów ne, a „poślizg” uzyskuje się poprzez rozpoczęcie procesu obliczania korelacji w zajem nej od kolejnych bitów sekwencji kodowej:

2040

^ i2(r ) = ^ j s krk*i dla t= 0 ,l,...x i x<2040 (6) i-l

gdzie:

sk - unorm ow ana p róbka z przetw ornika A/C,

rk - bit kodu odbiornika (złożenie kodu [8,4,3,2] z nośną),

x - w artość przesunięcia, dla której w artość korelacji przekroczy wartość progową.

U zyskanie stanu synchronizacji rozpoznaw ane je st poprzez przekroczenie pewnej w artości progow ej V T funkcji korelacji wzajemnej pom iędzy sygnałem odniesienia a sygnałem odebranym . Z byt duża jej w artość uniem ożliw ia synchronizację, zbyt mała pogarsza dokładność uzyskania synchronizacji, dlatego też zdecydow ano się na zastosowanie układu znajdującego m aksim um korelacji pom iędzy sygnałem odebranym a ciągiem odniesienia. Jest to konieczne, gdy m oc sygnału użytecznego je st porów nyw alna lub mniejsza od m ocy zakłóceń. N iew ątpliw ą w adą tego rozw iązania je st jednak opóźnienie procesu synchronizacji startowej.

U kładem odpow iedzialnym za utrzym anie stanu synchronizacji je s t zm odyfikow ana pętla

„opóźniona” (D elay - L o ck Loop) z rys. 15.

Rys. 15. Schemat blokowy układu śledzącego z demodulatorem Fig. 15. Delay lock tracking loop with demodulator - błock diagram

P odobnie ja k w oryginalnej pętli opóźnionej, unorm ow ane próbki sk z przetw ornika A/C są m nożone przez bity kodu będącego złożeniem kodu [8,4,3,2] z nośną, M am y trzy ciągi

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 215

kodowe, z czego pierw szy rk+1 w yprzedza o 1 bit sekwencję kodow ą nadajnika, drugi rk_, opóźnia się o 1 bit, a trzeci rk w ykorzystyw any do celów dem odulacji danych je st w synchronizmie z sygnałem odebranym . W pętli zastosow ano filtry o nieskończonej odpowiedzi im pulsow ej IIR o częstotliw ości granicznej równej 0.05. P oniew aż karta EZ- LAB nie posiada generatora przestrajanego napięciem V CO , konieczne było prze­

projektowanie pętli, aby m ożliw e było śledzenie fazy. Podczas w ychodzenia z synchronizm u w układzie pojaw ia się sygnał różnicow y Z, który steruje układem decyzyjnym . W zależności od jego znaku odpow iednio zostaje zm ieniona częstotliw ość próbkowania, co je st rów no­

znaczne z przyśpieszeniem lub opóźnieniem odbiornika i zm niejszeniem błędu synchroni­

zacji. Z astosow anie trzech ciągów kodow ych przesuniętych w zględem siebie o 1 bit umożliwia zredukow anie błędu śledzenia poniżej 0.5 bita, co m a bezpośredni w pływ na od­

porność odbioru na zakłócenia. O debrany sygnał je st następnie poddaw any dem odulacji (metoda korelacyjna) i dekodow aniu różnicow em u.

O sobnym problem em pozostaje zapew nienie w spółpracy kart z siecią energetyczną.

Zadanie to realizują interfejsy nadajnika i odbiornika. Separację galw aniczną zapew nia układ transformatora naw iniętego na rdzeniu ferrytow ym połączonego szeregow o z kondensatoram i ograniczającymi przenikanie na stronę w tórną składow ych o częstotliw ości sieci. Szczególnie ważna je st filtracja zakłóceń w interfejsie odbiornika realizow ana poprzez filtr pasm ow oprzepustowy 6 rzędu [10] oraz w zm ocnienie sygnału stłum ionego w sieci.

Proces odbioru przedstaw iono za p om ocą schem atu blokow ego z rys. 16.

P r o g r a m o b s łu g i p r z e r w a n ia P r o g r a m g łó w n y

Rys. 16. Schemat blokowy programu realizującego odbiornik Fig. 16. Flow diagram for the receiver

4. Ocena pracy systemu transmisji

W celu oceny jakości transm isji dokonano pom iaru analizatorem w idm a zakłóceń sieciow ych na w yjściu transform atora separującego interfejsu odbiornika (rys. 17).

Hi

• • • wtoczone komputery wytoczone komputery

Rys. 17. Widmo mocy zakłóceń w sieci energetycznej Fig. 17. Power spectral density o f the interference in the grid

O kazało się, że bardzo duży udział w zakłóceniach sieciow ych m a ją pracujące w pobliżu zasilacze im pulsow e kom puterów . W idoczne je st to szczególnie na częstotliw ości około 58 kH z i 85 kHz. W celu zm ierzenia stosunku sygnał - szum na w ejściu odbiornika (przetw ornik A /C karty EZ-LA B) dokonano pom iaru w idm a mocy w dw óch sytuacjach:

- transm isji danych (przefiltrow any i w zm ocniony sygnał szerokopasm owy wraz z zakłóceniam i),

brak sygnału nadajnika (tylko przefiltrow ane i w zm ocnione zakłócenia).

zakłócenia

Rys. 18. Widmo mocy sygnału na wejściu odbiornika

Fig. 18. Power spectral density o f the signal at the receiver’s input

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 217

Po obliczeniu pól pow ierzchni pod krzyw ym i (rys. 18) otrzym ano:

— « 0 .6 7 9 o - l . l d B N

Mimo że m oc sygnału użytecznego je s t m niejsza od mocy zakłóceń, otrzym ano popraw ną transmisję danych, co potw ierdza szczególnie d u żą odporność system ów opartych na rozpraszaniu bezpośrednim na zakłócenia.

W ykonane m odele nadajnika i odbiornika, choć pozw alają na pracę z sygnałem poniżej poziomu szum u, m a ją swe ograniczenia, które w ynikają z zastosow anych rozw iązań, dotyczy to zw łaszcza kodu i układu śledzącego. W ykorzystany kod o długości 255 bitów je st zbyt krótki, aby m ożna było m ów ić, że m a w łaściw ości pseudolosow e, w skutek czego m argines zakłóceń je s t znacznie m niejszy niż w ynika to z zysku przetw arzania. D ośw iadczalnie stwierdzono, że układ je s t najm niej odporny na zakłócenie w ąskopasm ow e o częstotliw ości fali nośnej, a objaw ia się to przekłam yw aniem odebranych danych (tab. II).

T ablica 2 W artości korelacji wzajem nej pom iędzy kodem i zakłóceniem

C zęstotliw ość próbkow ania 200 kHz, zajm ow ane pasm o 25 kH z - 75 kH z Zastosow any

kod

W artość m aksym alna

korelacji Rma*

Częstotliw ość zakłócenia

[kHz]

O trzym ana wartość korelacji

R

Stosunek Rmiu/R

[8,4,3,2] 8*255=2040

10 42 48.5

40 120 17

50 145 14

[6,5,3,2] 8*63=504 50 68 7.4

M ożna zauw ażyć, że stosunek R ^ / R je s t znacznie m niejszy od w artości zysku przetw arzania G P i dodatkow o zależy od częstotliw ości zakłócenia, ja k i długości kodu.

Korelacja pom iędzy kodem i zakłóceniem je st odpow iedzialna za to, że w rażliwość odbiornika na zakłócenia je s t zależna od je g o częstotliw ości. W trakcie testów odbiornika okazało się, że stosow anie kodów krótszych od 255 bitów nie m a sensu, g dyż są w ysoce skorelow ane z zakłóceniam i w ystępującym i w w ykorzystyw anym paśm ie częstotliw ości, przykładow o dla kodu [5,4,3,2] nie uzyskano naw et poprawnej synchronizacji.

5. Podsumowanie

W pracy przedstaw iono podstaw ow e zagadnienia związane z w ykorzystaniem do celów transm isji sygnałów szerokopasm ow ych DS. W celu w eryfikacji ich przydatności do transm isji danych poprzez sieć elektryczną zbudowano m odele nadajnika i odbiornika oparte na gotowej karcie procesora sygnałow ego AD SP 21020. W ykazano, że pom im o pewnych ograniczeń sprzętow ych karty, zastosow anie w idm a rozproszonego pozw ala na transmisję danych w tak w rogim środow isku, jakim je st sieć elektryczna przy stosunku sygnał-szum bliskim 0 dB. W ybrany sposób realizacji układu je st przyczyną, że m a on zastosowanie w yłącznie akadem ickie, lecz dzięki tem u je st system em otw artym pozw alającym na dalsze badania technik w idm a rozproszonego w odniesieniu do zastosow ań w instalacji energetycznej.

Literatura

1. Dixon R.C.: Spread Spectrum System s W ith Commercial Applications. W iley 1984.

2. Vuori J.: C om m unication U sing Spread Spectrum M odulation on Electric Power D istribution Circuits. Helsinki University o f Technology, Laboratory o f Signal Processing and Com puter Technology, Decem ber 1991.

3. Pickholtz R.L., Schilling D.L., M ilstein L.B.: Theory o f Spread Spectrum Communications - A Tutorial. IEEE Transactions on Communications, May 1982, Vol. COM -30, N o 5.

4. V an D er G racht P.K., D onaldson R.W.: Com munication Using Pseudonoise M odulation on Electric Pow er D istribution Circuits. IEEE Transactions on Com munications, September 1985, Vol. CO M -33, N o 9.

5. Bem D.J.: K odow e system y dostępu wielokrotnego. Sieci Komputerowe i Telekomunika­

cja, kw iecień 1998.

6. Bem D.J.: System y radiowe z rozproszonym widmem. Sat Audio Video, marzec 1992.

7. : Laboratorium procesorów sygnałow ych. Praca zbiorowa Instytut Elektroniki Politechniki Śląskiej, Zakład Teorii Obwodów i Sygnałów, Gliwice 1994.

8. A D SP-21020/21010 U ser’s Manual. Analog Devices, 1993.

9. Gregg W.D.: Podstaw y telekom unikacji analogowej i cyfrowej. WNT, W arszawa 1983.

10. SSC P200 and P300 Hardware Design Reference. Intellon, January 1998.

Recenzent: Prof, dr hab. inż. M arian Pasko

Transmisja danych z w idm em rozproszonym 219

Abstract

This paper presents data transm ission system through electric pow er netw ork, w hich was built to show that even in such hostile environm ent, as the pow er lines are it’s possible to transmit data w ith sufficient reliability.

The first part describes the theoretical principles o f spread spectrum system s. Direct sequence spread spectrum m odulation used in this device is described in details. Description of coding, spreading spectrum and the m ost im portant m ethods o f synchronisation acquisition are presented. The great em phasis is put on the explanation o f the tw o m ost im portant technical problem s in w ideband system s: initial synchronisation and tracking.

The further part o f this paper is focused on the physical realisation o f this device. Because software im plem entation o f spread spectrum algorithm s is sim ple these devices were made with specialised D SP boards A D SP 21020 EZ-LAB. To adapt these boards to pow er line simple interfaces w ere m ade. B oth the transm itter and the receiver w ork w ith PC com puters as supervisors. In order to enable transm ission a new type o f tracking loop w as invented. To ensure high reliability a sliding correlator w as chosen.

Technical param eters o f transm ission are discussed in the next part. Spectral density o f interference in pow er lines is also shown as an evidence o f the fact that pow er lines are very difficult to use as a com m unication channel. Jam m ing m argin o f this receiver is an evidence that spread spectrum system s are very reliable in the presence o f noise.