ODBIORNIK PRZEŁĄCZANY Z ARW

l . WSTĘP

Odbiornik przełączany, znany też pod nazwą modulacyjnego lub odbiornika Dicke’ego, jest jednym z najszerzej stosowanych w radioastronomii od czasu wynalezienia w połowie lat 40.

(D i c k e 1946; por. też R o b i n s o n 1 9 6 4 ; K r a u s 1966; P r i c e 1976). Sukces tego urządzenia bierze się głównie z jego prostoty i możliwości redukcji b łę d u wynikającego z w łasnych fluktuacji wzmocnienia sekcji w.cz. odbiornika. Te wolnozmienne fluktuacje mają widmo odwrotnie proporcjonalne do częstości i w związku z tym są szeroko znane pod nazwą szumów typu 1 / / (niekiedy są zwane też szumem migotania - flicker noise). Warto wspomnieć, że chociaż wiadomo już bardzo dużo na tem at tego szumu, to ciągle cieszy się on dużym zainteresowaniem z powodu niejasnego wciąż pochodzenia (np. W o l f 1978).

Działanie odbiornika Dicke’ego opiera się na pomiarze m ałej różnicy m ocy sygnałów zamiast całego, często nieporównalnie większego, sygnału wejściowego. W tym celu na wejście odbiornika doprowadza się na przemian sygnał z anteny ( 7 ^ ) i sygnał ze źró d ła szumów o znanej tem peraturze szumowej (T ). G łęb o k o ść modulacji wynikającej z przełączania jest pro­ porcjonalna do różnicy tem peratur TA — Tf . Jeżeli odbiornik ma detektor kwadratow y, to na wyjściu mierzy się różnicę mocy wejściowych jako różnicę w napięciach, za pomocą detek­ tora synchronicznego (zwanego też fazowym lub koincydencyjnym). Ponieważ szum typu

Skorzystanie z rozkładu (12) i wartości średniej

2

- [m. r<§ + 1)]” ,

P(m) = exp skąd w szczególności: exp( — m 27r/4), gdy n = 1 exp(—m ), gdy n = 2. P(m)

22 K. M. Borkowski

l / f na częstościach powyżej kilkudziesięciu herców jest wielokrotnie słabszy (w sensie mocy

widmowej) niż w okolicy 1 Hz, zatem przy częstościach przełączania rzędu 100 Hz lub większych można spodziewać się znacznej redukcji w pływ u wolniejszych fluktuacji (na tyle wolnych, aby można b y ło zaniedbać zmiany wzmocnienia ne jednym cyklu przełączania wejścia odbiornika) na wynik pomiaru.

Nie jest trudno zauważyć, że zmiana wzmocnienia A | A \2 spowoduje na wyjściu odbiornika przełączanego z detektorem kwadratowym względny b łąd pomiaru AT/ ( Ta + Tf ) równy:

&\A |2 J a ~ Tr \A I2 TA + Tr

Oznacza to, że wielce korzystna cecha niwelacji fluktuacji wzmocnienia odbiornika przełą­ czanego znika ze wzrostem różnicy T , - Tf . Przy różnicy równej połow ie tem peratury systemowej (TA ) fluktuacje są już tylko trzykrotnie mniejsze niż w odbiorniku bez prze­ łączania. W przypadku sygnałów znacznie przewyższających poziomem mocy moc źró d ła porównawczego podstawowa w łasność odbiornika przełączanego jest niemal dokładnie stra­ cona. Sytuacja taka pojawia się szczególnie ostro w wąskopasmowych obserwacjach Słońca na mniejszych częstościach (fale metrowe i dłuższe), gdzie ma się do czynienia z sygnałami przewyższającymi promieniowanie Słońca spokojnego nawet o 60 dB (milion razy). Chociaż istnieją inne rozwiązania systemów odbiorczych, pozwalające m ierzyć sygnały o dynamice tego rzędu z zadowalającą dokładnością, to jednak spotyka się zw ykłe odbiorniki przełączane w służbach S łońca tego zakresu fal (C o f f e y i S h e a 1977); m. in. w toruńskiej służbie na częstości 127 MHz taki odbiornik b y ł w użyciu przez ostatnie kilkanaście lat.

Dla polepszenia stabilności wzmocnienia i zwiększenia dynamiki odbiornika, w stopnie w.cz. (często p.cz.) wprowadza się autom atyczną regulację wzmocnienia (zwaną dalej ARW). W wyniku tego zabiegu uzyskuje się prawie liniową (w mocy) charakterystykę wzmocnienia dla sygnałów m ałych i zakrzywioną dla większych. W takim układzie pojawia się jednak problem kalibracji (wyznaczania rzeczywistej charakterystyki) odbiornika. Problem ten wymaga skalibrowanych generatorów szumów o wyjątkowo dużej m ocy widmowej. Ten wymóg w praktyce rzadko jest zaspokajany. Prowadzi to do dalekiej ekstrapolacji charakterystyki w y­ znaczonej na jej początkowym odcinku (dla m ałych sygnałów), a konsekwencją tego są ogromne b łę d y w ocenie dużych sygnałów. Co więcej dostępna literatura nie podaje teore­ tycznych charakterystyk odbiorników przełączanych z ARW w zastosowaniu do pomiaru sygnałów szumowych. Nie bardzo b y ło zatem wiadomo, jak należy ekstrapolow ać (lub nawet interpolow ać) zmierzoną w pewnym obszarze charakterystykę. U B e n d a t a (1958) oraz L a w s o n a i U h l e n b e c k a (1950) są wprawdzie podane pewne rozważania na tem at parametrów statystycznych sygnałów wyjściowych odbiornika z ARW, jednakże nie są one istotne przy rozpatrywaniu charakterystyki odbiornika jako całości.

II. CHA RAKTERYSTYK A TEORETYCZNA

Proponowana niżej dyskusja teoretycznej charakterystyki odbiornika przełączanego z ARW pozwoli związać sygnały wyjściowe z wejściowymi, poprzez param etry odbiornika, za pomocą prostych wzorów. Na tej podstawie można będzie wnioskować, iż jeżeli już trzeba używać

Odbiorniki radioastronomiczne 23 odbiornika przełączanego do obserwacji Słońca, to powinien on zawierać raczej detektor liniowy niż kwadratowy, z powodu większej dynamiki tego pierwszego. Dalszym rezultatem dyskusji będzie propozycja prostej i obiecującej metody kalibracji odbiornika i systemu odbiorczego z istotnym, jak podpowiada praktyka, zastrzeżeniem o idealności przełącznika wejściowego i detektora potęgowego.

Rys. 1. Odbiornik przełączany z automatyczną regulacją wzmocnienia (ARW)

Rozważania ograniczę do wersji odbiornika przedstawionego na rys. 1, składającego się z liniowej sekcji wzmocnienia w.cz. z regulowanym wzmocnieniem \A I , detektora obwiedni o charakterystyce R n, detektora synchronicznego sterowanego sygnałem prostokątnym wytwa­ rzanym w generatorze przełączania i filtru m.cz. (integratora). Generator przełączania steruje również przełącznikiem wejściowym (przełącznik diodowy), który doprowadza do odbiornika sygnał antenowy (T . ) lub źródła porównawczego (Tr). Wzmocnienie w pętli ARW można dobrać tak, by średni (po czasie obejmującym przynajmniej kilka okresów przełączania) sygnał detektora obwiedni można było uważać za stały w czasie.

Wcześniej pokazałem, że średnie napięcie wyjściowe potęgowego detektora obwiedni jest proporcjonalne do średniego kwadratu chwilowej amplitudy sygnału wejściowego w potędze

nl 2, gdzie n opisuje charakterystykę detektora, a zatem, zgodnie z twierdzeniem Nyquista i

wzorem (14), także do T*1^ , gdzie T jest równoważną temperaturą szumową (stacjonarnego) sygnału na wejściu odbiornika. Jeżeli przełączanie sygnałów wejściowych będzie dostatecznie wolne na tyle, by uzyskany w rezultacie przełączania wycinek sygnału wejściowego można było uważać za reprezentatywny dla realizacji (jeśli warunku tego nie uda się spełnić, to w dalszym ciągu należy rozumieć, że fragment ten traktuję jako średnią po przestrzeni wielu realizacji procesu ergodycznego) i jednocześnie na tyle szybkie, by układ ARW już nie „widział” przełączania, to w każdej pozycji (stanie) przełącznika wejściowego na wyjściu detektora obwiedni pojawia się napięcie proporcjonalne do wzmocnienia odbiornika takie, że:

<V(Ta )) ~ U l 2 7 ^/2 lub (V{Tr)) ~ U 12 f ' J 2 . ( 18j

Układ ARW z założenia zapewnia, że z dobrym przybliżeniem suma napięć średnich ze wzorów (18) utrzymywana jest na stałym poziomie, co oznacza, że:

L4 12 ~ i/(r" /2 + f'12 )

24 K. M. Borkowski

Detektor synchroniczny, umieszczony za detektorem obwiedni, odwraca polaryzację (zmienia znak) napięcia wejściowego w takt sygnału przełączania, co po uśrednieniu (w integratorze) jest równoważne odjęciu prawych stron wyrażeń (18). W praktyce często na detektor synchroniczny podaje się sygnał zmniejszony o wartość średnią, ale dla tej analizy jest to nieistotne. Uwzględniając jeszcze proporcjonalność (19), na wyjściu odbiornika dostaje się ostatecznie napięcie (prąd) proporcjonalne do:

T ^ i / 2 _ yłi/2

U ~ U m z x y / i / 2 + j / i / 2 ’ ( 2 0 )

A r

gdzie t/max jest pewną stałą proporcjonalności. Wyrażenie (20) można uczynić bardziej przejrzystym przez położenie za jednostkę temperatury temperaturę źródła porównawczego

Tr, a za jednostkę napięcia wartość ^ max- Wtedy:

f 112 _ i

" = 7 7 2 - 7 7 • ( 2 D

A

Nietrudno zauważyć, że U jest ograniczone do przedziału (-1 ,1 ) lub ( - ^ m.ix. ^ max)> co się sprawdza przez przejścia graniczne z TA do nieskończoności. Fakt ten uzasadnia nazwę współczynnika proporcjonalności we wzorze (20). Proste przekształcenie wzoru (21) prowadzi do wyrażenia pozwalającego obliczać TA przy danym U:

Tą = ^{1 + U \ 2,n}

A 1 1 - U I (22)

albo, używając jednostek bezwzględnych:

U + u \ lln

■r _ T I max

J r I 7 ---T 7 ' (2 3 )

max /

Równania od (20) do (23) opisują tę samą charakterystykę odbiornika i stanowią bodajże najważniejszy punkt rozważań. Określają one związek sygnału (napięcia) wyjściowego odbiornika przełączanego z ARW, z równoważną temperaturą szumową sygnału wejściowego. Należy podkreślić, że ani TA , ani Tr nie są „czystymi” sygnałami, przypisanymi tutaj antenie i źródłu porównawczemu. Jak wynika z przyjętych założeń, są to sygnały, które odbiornik efektywnie „widzi” na wejściu, a zatem zawierają one w sobie również temperaturę szumową odbiornika (Tr) i są zmniejszone o straty na przełączniku i wskutek ewentualnego nie­ dopasowania anteny (łącznie z liniami przesyłowymi) i źródła porównawczego do impedencji wejściowej odbiornika. Z lego powodu nic należy się spodziewać, by napięcie wyjściowe odbiornika osiągało wartość — ^ max;T4 zawsze jest większe od zera (w najlepszym przypadku

Odbiorniki radioastronomiczne 25

są to szumy własne odbiornika). Jeśli jednak TA będzie zaniedbywalnie małe w porównaniu z

Tf , to napięcie U można będzie uważać za dowolnie bliskie — £^max- Taka sytuacja wy­

nikłaby, gdyby w miesjcu sygnału porównawczego podać sygnał o bardzo dużej mocy (np. z intencją wyznaczenia i/max = I - ^ max I )•

Ze wzoru (21) łatwo jest wyliczyć, że na to, by napięcie wyjściowe osiągnęło poziom równy 99% wartości maksymalnej potrzeba sygnału wejściowego zaledwie ok. 200 razy prze­ wyższającego moc dostarczaną ze źródła porównawczego w przypadku detekcji kwadratowej, zaś ok. 4000 razy przy detekcji liniowej. Liczby te mogą być miarą dynamiki obu odbiorników. Tak np. na częstości rzędu 100 MHz, gdzie wygodne źródło porównania przy obserwacjach słabych źródeł powinno mieć moc odpowiadającą w przybliżeniu temperaturze otoczenia (taka jest temperatura równoważna tła galaktycznego), co przy szerokich charakterystykach promieniowania anten będzie odpowiadać mocy ok. dwu- trzykrotnie większej od odbieranej ze spokojnego Słońca, powyższe liczby odpowiadają granicom ok. 500 (27 dB) i 10 000 razy (40 dB) przewyższającym promieniowanie spokojnego Słońca dla przypadków (odpowiednio) odbiornika z detektorem kwadratowym i liniowym. Takie dynamiki, zwłaszcza ta w przypadku detektora kwadratowego, są niewystarczające dla służb Słońca w tym zakresie częstości. W praktyce nie osiąga się nawet wspomnianych wyżej granic dynamiki ze względu na niedoskonałości przełącznika wejściowego i detektora potęgowego, o czym będzie jeszcze mowa.

III. K A L I B R A C J A

Przebieg charakterystyki odbiornika przełączanego z ARW opisanej wzorami (2 0)-(23 ) podpowiada sposób kalibracji systemu odbiorczego. Aby można było określać moc sygnału wejściowego za pomocą pomiaru napięcia na wyjściu odbiornika (korzystając np. źe wzoru (23) trzeba znać, oprócz charakterystyki detektora czyli tutaj parametru n, graniczne napięcie wyjściowe i równoważną temperaturę sygnału porównawczego.

W celu określenia parametru Umax trzeba wyznaczyć najpierw poziom zerowy, od którego mierzy się U. Jest na to niemal idealny sposób: zatrzymanie przełącznika wejściowego w jednej z dwóch pozycji, brak modulacji bowiem oznacza na wyjściu odbiornika tyle samo, co zrównanie mocy TA i T . Do wyznaczenia napięcia granicznego Umax potrzeba teraz jedynie generatora (niekoniecznie skalibrowanego) sygnału szumowego o bardzo dużej mocy włączo­ nego bądź na miejsce anteny, bądź źródła porównawczego (w tym przypadku na wyjściu pojawi się napięcie - Um.dX)- Jeżeli doprowadzona w ten sposób moc będzie dostatecznie duża, to także wyjściowy sygnał będzie dowolnie bliski granicznemu. Ze względu na silne zakrzy­ wienie charakterystyki odbiornika, wymagania na stabilność, a nawet powtarzalność doprowa­ dzanego sygnału są niewielkie. Taki generator szumu jest stosunkowo łatwo osiągalny, gdyż diody Zenera w pewnych układach mogą generować szumy o mocach ponad 50 dB wyższych od temperatury otoczenia (B o b n e v 1971). Moc sygnału porównawczego jest tutaj tylko współczynnikiem proporcjonalności dla skali temperatur lub mierzonego strumienia. Jego wyznaczenie wiąże się z nawiązaniem do bezwzględnej skali strumienia, które wykonuje się przez obserwację radioźródeł o znanych strumieniach promieniowania.

Chciałbym podkreślić, że powyższa kalibracja odbiornika i całego systemu odbiorczego nie wymaga skalibrowanych i stabilnych generatorów szumów (wyjąwszy oczywiście źródło po­ równawcze, które powinno być jak najbardziej stabilne), co oznacza wyeliminowanie

do-26

K. M, Borkowski

datkowego, poważnego źró d ła błędów w postaci niepewnych generatorów i nie zawsze zgodnych impedancji. Łatwo też całą procedurę kalibracji odbiornika zautom atyzow ać gwoli poprawienia dokładności wyników pomiarów.

IV. WPŁYW PRZEŁĄ C ZN IK A NA DYNAM IKĘ

Dotychczasowa dyskusja b y ła prowadzona przy milczącym założeniu, że wejście antenowe jest doskonale odizolowane od ź ró d ła porównawczego - i na odwrót. W praktyce nigdy ten warunek nie jest spełniony. W poniższej analizie pokażę, że nawet niewielkie przenikanie sygnałów pom iędzy wejściami obniża znacząco dynamikę odbiornika przełączanego z ARW i detektorem liniowym.

Jeżeli istnieje różnica mocy sygnałów TA i Tf to na wejście, na które jest doprowadzony słabszy sygnał dostaje się część tej różnicy. Niech ową część określa współczynnik a, przyjmujący wartości z przedziału [0,1] i reprezentujący niedoskonałość izolacji wejść. Dla ustalenia uwagi przyjm ę, że sygnał antenowy TA jest większy. Wobec tego rzeczywista wartość sygnału porównawczego wyniesie:

T r = i r A ~ T'r ) a + T; , (24)

gdzie T'r jest wielkością niezależną od TA i równą Tf tylko w tedy, gdy TA - T \ Zauważam najpierw, iż z nowego określenia Tr wynika, że:

T

lim ■— = l / a ,

T - * oo r

A

a zatem także (ze wzoru (20)):

1 -

a"12

lim U = U --- -— < U T . -+oo maX 1 + oT'2

A

co już sugeruje, chociaż nie dowodzi, zmniejszenie dynamiki. Aby pokazać, że nie jest to ty l­ ko zawężenie skali sygnału wyjściowego, trzeba wyrazić napięcie wyjściowe w jednostkach napięcia granicznego. Niech zatem:

TI' = U

=

U 1

+

“ 2

' lira U " ' --- Ł ' <2S>

T A ~ * - 1 - O

Odbiorniki radioastronomiczne 27

TM)

1 — a

K

⁽²⁶⁾ U + U m ax -

a

który po uwzględnieniu zależności (25) przechodzi w:

1 - a = r ; /• n 2 i u ' 1 _ “ 2 1 — U n n 1 + Q : 2 n — a , 1 - a 2 1 + U ' n 1 + a 2 -(27)

Wzór (27) pozwala obliczyć jakiego potrzeba sygnału antenowego TA , aby sygnał wyjściowy osiągnął zadany poziom U. Warto zauważyć, że gdy a = 0, to wzór ten staje się identyczny ze wzorem (23).

Rys. 2. Charakterystyki wzmocnienia odbiornika przełączanego z ARW i z różnymi detektoram i (n = 1 dla detektora liniowego, n = 2 dla kwadratowego) i różnymi izolacjami wejścia antenowego od porównawczego

(a)

Na rys. 2 przedstaw iłem kilka znormalizowanych charakterystyk odbiornika prze­ łączanego z ARW, sporządzonych na podstawie wzoru (27), dla przypadków detektora liniowego i kwadratowego. Zwraca uwagę szybkie zmierzanie charakterystyki odbiornika z

28 K. M. Borkowski

detektorem liniowym do przebiegu wyznaczonego przez charakterystykę odbiornika z de­ tektorem kwadratowym ze wzrostem wartości a, co oznacza także podobną degradację dynamiki.

Na to, by napięcie wyjściowe osiągnęło 99% wartości granicznej (U' = 0,99) w obecności detektora liniowego i przy a =0,02 (izolacja 17 dB) potrzeba sygnału TA = 692 T', co jest aż 57 razy (ponad 17 dB) mniej niż w przypadku, gdy a = 0. Podobny rachunek wykazuje, że nawet przy izolacji wejść rzędu 30 dB (a = 0,001) odbiornik ten traci na dynamice ok. pięcio­ krotnie (7 dB) w stosunku do przypadku doskonałego przełącznika wejściowego.

Izolacja 17 dB w obecności detektora kwadratowego powoduje zmniejszenie dynamiki odbiornika w punkcie U' - 0,99 o zaledwie 0,1 dB.

W charakterze detektorów obwiedni stosuje się powszechnie diody półprzewodnikowe. W zakresie niewielkich napięć charakterystyki diod opisuje dobrze tzw. równanie diody (np. R o t k i e w i c z i in. 1973; S e e l y 1968), z którego wynika, że prąd diody jest proporcjo­ nalny do:

gdzie e jest ładunkiem elektronu, V — doprowadzonym napięciem, m stałą zależną od ma­ teriału półprzewodnika (dla germanu m = 1, dla krzemu m = 2), k stałą Boltzmanna, a T - temperaturą bezwzględną złącza. Przy dużych napięciach dodatnich, zazwyczaj większych od 1 V, przebieg charaktery styki diody zbliża się do prostoliniowego, natomiast dla napięć ujemnych od pewnego punktu występuje gwałtowny wzrost prądu wstecznego. Do podsta­ wowych wad diod jako detektorów trzeba zaliczyć zależności ich parametrów od temperatury otoczenie i istnienie pewnego prądu wstecznego.

Wspomniane zakrzywienie charakterystyki dla małych sygnałów może być dobrze przy­ bliżone przez parabolę. Z tego powodu w praktyce obszar ów wykorzystuje się przy projekto­ waniu detektorów kwadratowych. Obranie punktu pracy diody w zakresie liniowym jej charakterystyki daje przybliżenie, na ogół dobre, detektora liniowego.

Ważną rzeczą jest zwrócenie uwagi na skutki użycia półprzewodnikowego detektora liniowego w odbiorniku przełączanym z ARW. Otóż w przypadku małych sygnałów (gdy

Ta « Tf ) będzie on dobrze przybliżał idealny detektor liniowy. Jednak dla sygnałów już o kilka decybeli wyższych sytuacja bardzo się komplikuje.

Oto uzasadnienie ostatniego zdania. W rozdz. 3 pokazałem, że średni sygnał wyjściowy detektora liniowego nie powinien przekraczać poziomu rzędu 1/3 napięcia granicznego (jeśli po detektorze nie ma pasywnego filtru pasmowego, to tą granicą jest co najwyżej napięcie za­ silania), co oznacza, że w przypadku napięcia zasilania 15 V ten średni poziom powinien wynosić ok. 5 V. W odbiorniku przełączanym, dla dużych TA poziom średni odpowiadający sygnałowi TA jest ok. 2 razy wyższy niż średni poziom wyjściowy detektora, co czyni, że ten ostatni powinien mieć wartość niewiele większą niż 2 V. Jest to zaledwie ok. dwukrotnie wyżej niż początek obszaru liniowości przeciętnej diody. W konsekwencji, już przy sygnałach

V. DIODY PÓŁPRZEW ODNIKOW E JA KO D ETEK TO R Y OBWIEDNI

O dbiorn iki radioastronom iczne 29

T j « 4Tf , sygnał ze ź ró d ła porównawczego przez większość czasu podlega detekcji w nie­

liniowym obszarze charakterystyki diody, gdy tymczasem sygnał antenowy podlega prak­ tycznie tylko detekcji liniowej. Wtedy też, oczywiście, tracą sens zależności (20)—(23). Łatwo zauważyć, że rzeczywista charakterystyka takiego odbiornika mieści się gdzieś pomiędzy charakterystykam i odbiorników z idealnym detektorem liniowym i idealnym detektorem kwa­ dratowym. W związku z tym dynamika tego odbiornika jest także znacząco mniejsza niż odbiornika z idealnym detektorem liniowym.

Innym ograniczeniem dynamiki odbiorników przełączanych z detektoram i półprzew odni­ kowymi jest zachowanie się rzeczywistej diody w przypadku napięć ujemnych. Z przebiegu charakterystyki diody widać, że w przypadku m ałych napięć szumowych (rzędu 0,1 V lub mniej) detekcja w ogóle nie zachodzi lub jest bardzo nieskuteczna. Skutkiem tego zjawiska jest szybsze zmierzanie charakterystyki rzeczywistej odbiornika do wartości maksymalnej U niżby to w ynikało z charakterystyk teoretycznych typu (20).

VI. WPŁYW ARW NA CH A RA K TERY STY K Ę WZMOCNIENIA

Proste wzory opisujące charakterystykę wzmocnienia odbiornika przełączanego, dotąd przedstawione, uzyskałem głównie dzięki założeniu, że wzmocnienie w pętli ARW jest na tyle duże, by można b y ło zaniedbywać zmiany średniego napięcia wyjściowego detektora

V = [ < V (Ta ) > + < V (Tr) > ]/2 ze zmianami całkowitego sygnału wejściowego

(TA + Tr)/2. Już te wyidealizowane zależności stosunkowo dobrze odpowiadają rzeczywistości,

o czym przekonuje analiza charakterystyk toruńskiego odbiornika na częstość 127 MHz, którą przedstaw iłem w swojej pracy doktorskiej w 1979 r. Z tam tej analizy wynika wszakże, że w praktyce użyteczny okazać się może nieco ogólniejszy przypadek, w którym wzmocnienie w pętli ARW jest też duże, ale jeszcze nie pozwalające na wspomniane zaniedbanie.

Niech, jak to często bywa w rzeczywistości, wzmocnienie w paśmie przenoszenia wzma­ cniacza w.cz. opisuje proporcjonalność:

L4 12 —■ 1O~0' V »

gdzie P > 0 jest iloczynem napięciowego wzmocnienia w pętli ARW oraz współczynnika re­ gulacji wzmocnienia (w belach na w olt). Ponieważ (ze wzorów (18)) V ~ \A 12 • (T nP ' + + ) oraz (z powyższego i ze sposobu zdefiniowania lA I2 ):

r ~ Ko- h te y* Jie< 2 ł ^,2) .

gdzie VQ jest pewną stałą, to także:

W * Fłi 1< 2 + 7?,2)

U |2

_ ---

£---7^/2 j » I 2

A r

Zaniedbanie teraz jedynie zmian wielkości K’ ~-jr\g V prowadzi do wzoru ogól­

30

K. M. Borkowski U 1 +

Ig if A

¹² + T n l 2 )

rnl 2

n«/2 - r^{t i}/2

+ r

^n/2 5. ODBIORNIK RYLE’A-VONBERGA I. WSTĘP

Zwykłe odbiorniki przełączane, w rodzaju odbiornika opisanego w poprzednim punkcie, tracą swój podstawowy walor redukcji niestabilności wzmocnienia ze wzrostem różnicy mocy wejściowych TA - Tf . Pokazałem ponadto, źe poważne problemy wynikają z faktów nie­ doskonałości przełącznika wejściowego i potęgowych detektorów obwiedni. Odbiornik, który byłby wolny od tych wad, powinien pracować w stanie stałego zrównoważenia obu sygnałów wejściowych. Takie urządzenie zostało opracowane przez R y l e ’a i V o n b e r g a (1948; M a c h i n i in. 1952). W oryginalnym rozwiązaniu źródło sygnału porównawczego było sterowane tak, aby sygnał na wyjściu zwykłego odbiornika przełączanego był zawsze zerem. Moc szumów generowanych przez diodę próżniową, użytą w charakterze źródła po­ równawczego, jest proporcjonalna do jej prądu anodowego. Pomiar tego prądu daje zatem miarę mocy dostarczanej przez antenę.

J

ta

Odbiornik

W dokumencie Postępy Astronomii nr 1/1980 (Stron 33-42)