1S i wyniki jego badań laboratoryjnych
6.2 Wyniki bada ń laboratoryjnych
6.2.1 Otrzymane przebiegi w układzie podczas pracy
W trzech przedstawionych koncepcjach sterowania (koncepcje I–III) w rozdziale 5 (paragraf 5.3.2), warunkiem generacji impulsu bramkowego jest przejście przez zero prądu wzbudnika. Różnią się one między sobą sposobem regulacji czasu jego trwania, który jednak zawsze jest tak dobierany, aby układ pracował w praktycznie optymalnych warunkach.
W ostatniej przedstawionej koncepcji (koncepcja IV) chwila generacji impulsu bramkowego determinowana jest przez pojawienie się prądu diody zwrotnej zastosowanego tranzystora (w przypadku jego braku musi zostać wygenerowany impuls o częstotliwosci z poprzedniego okresu sterowania falownikem), zaś czas jego trwania jest tak regulowany, aby uzyskać nastawioną wartość prądu diody. W odróżnieniu od pozostałych układów, ten umożliwia także pracę suboptymalną układu, dającą potencjalną możliwość regulacji mocy falownika, której wykorzystanie przy tak dużych częstotliwościach generuje duże straty mocy i znacząco obniża sprawność układu, co z kolei poddaje w wątpliwość zasadność wykorzystania takiego rozwiązania.
Przeprowadzone w rozdziale 5, badania symulacyjne potwierdzają poprawność zaproponowanych sposobów generacji impulsów bramkowych podczas pracy ustalonej.
W zbudowanym modelu przeprowadzono weryfikację eksperymentalną pierwszej z zaproponowanych koncepcji sterowania w zbudowanym modelu falownika. Uzyskano poprawną pracę falownika – zarówno w stanie jałowym, jak i przy obciążeniu wzbudnika wsadem. W każdym przypadku układ dostosowywał częstotliwość pracy do aktualnych parametrów układu.
Po zbudowaniu modelu i uruchomieniu układu falownika oscylograficznie zarejestrowano przebiegi prądów i napięć w urządzeniu zamieszczone na rys. 6.5 do 6.28 dla różnych obciążeń i różnych wartości pojemności C w obwodzie rezonansowym.
Badania prowadzono przy zasilaniu układu różnymi napięciami Ud, przy których prąd źródła Id był odpowiednio duży (zbliżał się do 10 A). Pomiarów dokonano dla pracy urządzenia bez wsadu (stan jałowy) i z wsadem (stan obciążenia, kolejno: rdzenie stalowe ferromagnetyczne: Ø 3 mm, Ø 4 mm, Ø 8 mm, Ø 10 mm i rdzenia stalowego słabo ferromagnetycznego: Ø 10 mm) sekwencyjnie, dla czterech przypadków dobranej pojemności C obwodu rezonansowego:
baterii złożonej z trzech kondensatorów o pojemności jednostkowej (nominalnej) 47 nF, o łącznej pojemności C = 141 nF (rys. 6.5 ÷ 6.10):
Rys. 6.5. Przebiegi dla obwodu falownika bez wsadu (bieg jałowy),
przy napięciu zasilania Ud = 86 V;
fs = 649,4 kHz
Rys. 6.6. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm słabo ferromagnetycznym, przy napięciu zasilania
Ud = 93 V; fs = 751,9 kHz
Rys. 6.7. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø3 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 89 V; fs = 602,4 kHz
Rys. 6.8. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø4 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 69 V;
fs = 565,0 kHz
Rys. 6.9. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø8 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 29 V;
fs = 520,8 kHz
Rys. 6.10. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 24 V;
baterii złożonej z pięciu kondensatorów o pojemności jednostkowej
(nominalnej) 47 nF, o łącznej pojemności C = 235 nF (rys. 6.11 ÷ 6.16):
Rys. 6.11. Przebiegi dla obwodu falownika bez wsadu (bieg jałowy),
przy napięciu zasilania Ud = 60 V;
fs = 510,2 kHz
Rys. 6.12. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm słabo ferromagnetycznym, przy napięciu zasilania
Ud = 92,9 V; fs = 584,8 kHz
Rys. 6.13. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø3 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 88,8 V;
fs = 465,1 kHz
Rys. 6.14. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø4 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 68 V;
fs = 448,4 kHz
Rys. 6.15. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø8 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 24 V;
fs = 403,2 kHz
Rys. 6.16. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 15,5 V;
baterii złożonej z siedmiu kondensatorów o pojemności jednostkowej (nominalnej) 47 nF, o łącznej pojemności C = 329 nF (rys. 6.17 ÷ 6.22):
Rys. 6.17. Przebiegi dla obwodu falownika bez wsadu (bieg jałowy),
przy napięciu zasilania Ud = 60 V;
fs = 431,0 kHz
Rys. 6.18. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm słabo ferromagnetycznym, przy napięciu zasilania
Ud = 70,0 V; fs = 490,2 kHz
Rys. 6.19. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø3 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 60,0 V;
fs = 387,6 kHz
Rys. 6.20. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø4 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 33,6 V;
fs = 359,7 kHz
Rys. 6.21. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø8 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 15,4 V;
fs = 301,2 kHz
Rys. 6.22. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 11,9 V;
baterii złożonej z dziewięciu kondensatorów o pojemności jednostkowej
(nominalnej) 47 nF, o łącznej pojemności C = 423 nF (rys. 6.23 ÷ 6.28):
Rys. 6.23. Przebiegi dla obwodu falownika bez wsadu (bieg jałowy),
przy napięciu zasilania Ud = 60 V;
fs = 378,8 kHz
Rys. 6.24. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm słabo ferromagnetycznym, przy napięciu zasilania
Ud = 70,0 V; fs = 427,4 kHz
Rys. 6.25. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø3 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 60,0 V;
fs = 344,8 kHz
Rys. 6.26. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø4 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 33,6 V;
fs = 318,5 kHz
Rys. 6.27. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø8 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 15,7 V;
fs = 274,7 kHz
Rys. 6.28. Przebiegi dla obwodu falownika z wsadem stalowym Ø10 mm ferromagn.,
przy napięciu zasilania Ud = 13,4 V;
Zaproponowany układ sterowania (koncepcja I układu sterowania) oparty na detekcji przejścia przez zero prądu i0, pozwala poprawnie synchronizować załączanie łącznika tranzystorowego.
Niekorzystne są widoczne na rys. 6.5 do 6.28 piki napięcia uT podczas wyłączania tranzystora (praca tranzystora w warunkach NZCS). Powstają one na wskutek istnienia indukcyjności pasożytniczych i powodują wzrost strat mocy w tranzystorze. Ich zmniejszenie można by uzyskać przez odpowiednią modyfikację struktury modelu falownika.
Przepięcia te zwiększają się wraz ze wzrostem wartości wyłączanego prądu. Powstająca wtedy ujemna pochodna prądu iT, generuje impulsy napięciowe na idukcyjnościach obwodu siłowego. Pomimo zastosowania w falowniku dwójnika filtującego RC, przyłączonego równolegle do tranzystora (Rtłum=10Ω, Ctłum=1nF), nie udało się całkowicie wyeliminować tego zjawiska. Dalsze zwiększanie pojemności w dwójniku filtrującym powoduje wzrost strat w układzie, nie redukując bardziej wartości przepięcia.
Jednocześnie stwierdzono prawidłową synchronizację układu z częstotliwością sterowania i regulację napięcia kondensatora za pomocą zmian współczynnika przewodzenia
D dla wszystkich badanych rdzeni, co w praktyce oznacza cały dopuszczalny zakres wartości
tłumienia (aż do rezystancji krytycznej) w obwodzie rezonansowym, ze względu na fizyczny rozmiar wsadu i występowanie drgań w obwodzie rezonansowym R0L0C.
Układ ogranicznika prądu tranzystora zabezpieczający łącznik przed przetężeniem został wykonany w układzie prototypowym w oparciu o komparator LT1016 i również spełnia poprawnie swoją funkcję.
Regulator napięcia kondensatora wykonany jako układ całkujący z wykorzystaniem wzmacniacza operacyjnego LM358 dobrze reguluje wartość czasu przewodzenia tranzystora (odpowiada mu współczynnik D w analizie pracy układu), na podstawie pomiaru różnicowego pomiędzy napięciem zasilania Ud, a napięciem kondensatora UC.
Widoczne na oscylogramach (rys. 6.5 do 6.28) opóźnienie narostu prądu tranzystora
iT, jest spowodowane indukcyjnością rozproszenia występującą w układzie. Oszacowana wielkość tej indukcyjności w badanym modelu wynosi ok. 15 nH. Widoczne na oscylogramach (widoczne również na przebiegach symulacyjnych dla układu o większym tłumieniu – (rys. 4.4 i 4.5 w rozdziale 4), nakładające się na prąd iT oscylacje wywołane są oscylacją pomiędzy pojemnością C, a indukcyjnością rozproszenia w układzie podczas przewodzenia tranzystora.
Zmniejszenie tych oscylacji można uzyskać przez minimalizację indukcyjności pasożytniczych w układzie, co nie jest zadaniem łatwym. Innym rozwiązaniem może być
próba zmiany konfiguracji falownika: dość naturalnym krokiem w optymalizacji układu, wydaje się próba włączenia pojemności C równolegle do tranzystora, co spowoduje „zintegrowanie” pojemności głównej C układu rezonansowego z pasożytniczą pojemnością tranzystora T oraz, co może ważniejsze, „wprowadzenie” indukcyjności pasożytniczych układu do indukcyjności L0 wzbudnika.