Sterowanie Serwonapędów Maszyn i Robotów
Wykład 3.1 - Modelowanie układów dynamicznych
dr inż. Jakub Możaryn
Instytut Automatyki i Robotyki
Warszawa, 2016
Wstęp
Rzeczywiste obiekty regulacji, a co za tym idzie układy regulacji, mają właściwości nieliniowe, n.p.
turbulencje,
wiele stanów stabilnych, histereza,
straty energii w wyniku tarcia.
W praktyce, dla uproszczenia opisu matematycznego przeprowadza się ich linearyzację, co pozwala na sformułowanie przybliżonego opisu liniowego zjawiska, ważnego w otoczeniu wybranego punktu pracy na
charakterystyce statycznej (punkt ten odpowiada najczęściej nominalnym lub uśrednionym warunkom pracy układu).
Stosowany aparat matematyczny:
opis zjawiska w postaci równań różniczkowych, linearyzacja modelu,
Metody opisu działania elementów (układów) liniowych
Podstawowymi formami matematycznego opisu działania elementu (układu) są:
równanie dynamiki, transmitancja operatorowa, równania stanu.
W przypadku elementu (układu) o jednym sygnale wejściowym x (t) i jednym sygnale wyjściowym y (t) równanie dynamiki wyraża związek zachodzący pomiędzy sygnałem wyjściowym y (t) i sygnałem wejściowym x (t).
Metody opisu działania elementów (układów) liniowych
Rysunek :Proces - przyczynowo-skutkowy ciąg zdarzeń Posługując się przykładami kilku elementów elementów rozważmy pojęcia: sygnał, wielkość wejściowa, wielkość wyjściowa, sygnał wejściowy, sygnał wyjściowy.
Opis matematyczny układów liniowych - równania dynamiki
Zasada superpozycji:
f (x1+ x2) = f (x1) + f (x2), and f (0) = 0 (1) przestrzeń rozwiązań równania spełniającego zasadę superpozycji (1) jest przestrzenią liniową.
Jednorodność (implikuje niezmienność skalowania):
FInkcja f (x , y ) jest jednorodna w stopniu k jeżeli
f (βx , βy ) = βkf (x , y ), and f (0) = 0 (2) . gdzie: β - stały współczynnik.
Układ liniowy
Układ opisany funkcją jednorodną, w którym zachowana jest zasada superpozycji.
Układ nieliniowy
Układ, w którym nie jest zachowana jest zasada superpozycji i/lub nie jest opisany funkcją jednorodną.
Opis matematyczny układów liniowych - równania dynamiki
Ogólna postać równania różniczkowego układu liniowego:
andny
dtn+ an−1dn−1y
dtn−1+ · · · + a0y = bmdmx
dtm + bm−1dm−1x
dtm−1+ · · · + b0x (3) gdzie: y - sygnał wyjściowy, x - sygnał wejściowy, ai, bi - stałe
współczynniki.
Charakterystyka statyczna
Charakterystyka statyczna Charakterystyka statyczna fst
przedstawia zależność sygnału wyjściowego układu y od sygnału wejściowego x w stanie ustalonym.
Stan ustalony
Stanem ustalonym nazywamy jest stan, w którym wszystkie
pochodne sygnału wejściowego i sygnału wyjściowego są równe zero
Rysunek :Charakterystyka statyczna układu liniowego.
Linearyzacja
Linearyzacja
Tworzenie opisu liniowego na podstawie opisu nieliniowego nazywa się linearyzacją.
Linearyzacja opisu nieliniowego w postaci równań algebraicznych nazywa się linearyzacją statyczną. (brak pochodnych)
Linearyzacja opisu nieliniowego w postaci równań różniczkowych nazywa się linearyzacją dynamiczną. Metody linearyzacji statycznej
linearyzacja metodą siecznej: uzyskanie najlepszej zgodności opisu liniowego z nieliniowym w określonym przedziale zmian zmiennej niezależnej.
linearyzacja metodą stycznej: uzyskanie najlepszej zgodności opisu liniowego z nieliniowym dla określonej wartości zmiennej niezależnej, a więc i określonej wartości zmiennej zależnej.
Linearyzacja statyczna
Rysunek :Linearyzacja statyczna; a) metoda siecznej, b) metoda stycznej.
Ponieważ w automatyce rozważa się zachowanie układów w otoczeniu określonego punktu pracy, w dalszych rozważaniach przydatna jest linearyzacja metodą stycznej.
Linearyzacja metodą stycznej
Przeprowadzony proces linearyzacji metodą stycznej polega na : zastąpieniu krzywej, reprezentującej nieliniową zależność y = f (x ) styczną do niej w punkcie pracy,
przeniesieniu początku układu współrzędnych do punktu pracy, zastąpieniu w modelu matematycznym zmiennych absolutnych x i y odchyleniami tych zmiennych od punktu pracy - zmiennymi przyrostowymi ∆x i ∆y .
Charakterystyka statyczna wyznaczona na podstawie równania zlinearyzowanego względem określonego punktu pracy jest funkcją liniową. Można ją także wyznaczyć linearyzując charakterystykę rzeczywistą względem tego samego punktu pracy
Linearyzacja dynamiczna
Przykład równania różniczkowego, będącego nieliniową zależnością pomiędzy funkcjami x (t) i y (t) i ich pochodnymi.
F [y (t), ˙y (t), ¨y (t), . . . , y(n)(t), x , ˙x (t), ¨x (t), . . . , x(m)(t)] = 0 (4) Podczas linearyzacji dynamicznej funkcje x (t) i y (t) jak i ich pochodne traktuje się analogicznie jak zmienne funkcji uwikłanej.
n
X
i =0
( ∂F
∂y(i )
y0(i )
∆y(i ) )
+
m
X
j =0
( ∂F
∂x(j )
x(j )0
∆x(j ) )
= 0 (5)
gdzie:
∆y = y (t) − y0, ∆ ˙y = d ∆y
dt , . . . , ∆y(n)= dn∆y dtn
∆x = y (t) − x0, ∆ ˙x =d ∆x
dt , . . . , ∆x(m)=dm∆x dtm
Linearyzacja dynamiczna - przykład
Funkcja niejednorodna
y = mx + b (6)
Przyjmując punkt pracy - {x0, y0}, y0= f (x0) Rozwinięcie w szereg Taylora w punkcie pracy
y = f (x ) = f (x0) +df dx|x =x0
(x − x0) 1! +d2f
dx2|x =x0
(x − x0)2
2! + ... (7) prosta styczna (pierwsza pochodna) w punkcie pracy jest dobrą aproksymacją w małym zakresie zmian argumentu funkcji (wielkości wejściowej).
Tak więc
y = f (x0) +df
dx|x =x0(x − x0) = y0+ m(x − x0) (8) i ostatecznie
y − y0= m(x − x0) → ∆y = m∆x (9)
Przekształcenie Laplace’a
Przekształcenie Laplace’a
Zastąpienie równania różniczkowego transmitancją operatorową, przejście z dziedziny czasu rzeczywistego t na dziedzinę zmiennej zespolonej s.
f (t) ⇔ f (s), gdzie s = c + j ω (10) gdzie: c - współczynnik części rzeczywistej, ω - współczynnik części urojonej. Przekształcenie Laplace’a
f (s) = L[f (t)] =
∞
Z
0
f (t)e−stdt (11)
Odwrotne przekształcenie Laplace’a - całka Riemanna – Mellina
f (t) = L−1[f (s)] = 1 2πj
c+j ω
Z
c−j ω
F (s)estds (12)
Przekształcenie Laplace’a
Przekształcenie Laplace’a, nazywane też transformatą Laplace’a, wykorzystywana jest w automatyce do analizy układów. Jako narzędzie analizy graficznej wykorzystywana jest płaszczyzna zespolona S , na której mnożenie przez s daje efekt różniczkowania a dzielenie przez s całkowania.
Analiza pierwiastków zespolonych równania liniowego, może ujawnić informacje na temat charakterystyk częstotliwościowych i na temat stabilności układu.
Przekształcenie Laplace’a układów liniowych
Transformatę Laplace’a funkcji można wyznaczyć jeżeli zostaną spełnione następujące warunki:
f (t) ma w każdym przedziale skończonym wartość skończoną, f (t) ma pochodną df (t)dt w każdym przedziale skończonym, istnieje zbiór liczb rzeczywistych C , dla których całka
∞
R
0
e−ct jest absolutnie zbieżna.
Przekształcenie Laplace’a układów liniowych
an
dny dtn+an−1
dn−1y
dtn−1+· · ·+a0y = bm
dmx dtm+bm−1
dm−1x
dtm−1+· · ·+b0x (13) L dny
dtn
= sny (s) − sn−1y (0+) − · · · − yn−1(0+) (14) przy zerowych warunkach początkowych
L dny dtn
= sny (s) (15)
Tak więc przekształcenie Laplace’a układu liniowego przy zerowych warunkach początkowych przyjmuje postać
y (s)(ansn+an−1sn−1+· · ·+a0) = x (s)(bmsm+bm−1sm−1+· · ·+b0) (16)
Transmitancja operatorowa
Transmitancja operatorowa
Transmitancja operatorowa to stosunek transformaty sygnału wyjściowego do transformaty sygnału wejściowego przy zerowych warunkach początkowych
y (s)(ansn+an−1sn−1+· · ·+a0) = x (s)(bmsm+bm−1sm−1+· · ·+b0) (17) G (s) = y (s)
x (s) =bmsm+ bm−1sm−1+ · · · + b0
ansn+ an−1sn−1+ · · · + a0 (18) przyjmuje się następujące oznaczenia oznaczenia
licznik
M(s) = bmsm+ bm−1sm−1+ · · · + b0 (19) mianownik - tzw. równanie charakterystyczne
N(s) = ansn+ an−1sn−1+ · · · + a0 (20)
Wyznaczanie charakterystyki statycznej z transmitancji operatorowej
x0= lim
t→∞x (t), y0= lim
t→∞y (t), (21)
na podstawie twierdzenia o wartości końcowej y0= lim
t→∞y (t) = lim
s→0sy (s) = lim
s→0sG (s)x (s) (22) przy założeniu skokowego wymuszenia x (s)
x0= const ⇒ x (s) =1
sx0 (23)
y0
x0
= lim
s→0G (s) (24)
ostatecznie
y0=b0
a x0 (25)
Właściwości układów
Właściwości dynamiczne
prezentacja przebiegu wielkości wyjściowej y (t) po wprowadzeniu do układu wymuszenia x (t)
Rysunek :Postać charakterystyki dynamicznej układu.
Metody wyznaczania odpowiedzi układu dynamicznego
an
dny dtn+an−1
dn−1y
dtn−1+· · ·+a0y = bm
dmx dtm+bm−1
dm−1x
dtm−1+· · ·+b0x (26) Klasyczna:
Założenie warunków początkowych x (0), y (0) Rozwiązanie równań różniczkowych
Operatorowa:
f (t) = L−1[y (s)] = L−1[G (s)x (s)] (27) W zastosowaniach praktycznych do wykonywania transformacji prostej i odwrotnej, które są podstawowymi operacjami w rachunku
operatorowym, zwykle nie zachodzi potrzeba wykorzystywania wzorów definicyjnych. Najczęściej wystarczy znajomość podstawowych własności przekształceń Laplace’a i tablice transformat typowych funkcji zmiennej rzeczywistej.
Typowe sygnały wymuszające
Wymuszenie skokowe jednostkowe (funkcja Heaveside’a)
x (t) =
1(t) dla t 0
0 dla t < 0 x (s) =1
s Wymuszenie skokowe o wartość stałą
x (t) =
xst1(t) dla t 0
0 dla t < 0 x (s) = xst
1 s Impuls - Delta Diraca
x (t) = δ(t) =
0 dla t 6= 0
∞ dla t = 0 x (s) = 1
Wymuszenie liniowo narastające
x (t) = at x (s) = a
s2
Transmitancja operatorowa obiektów MIMO
Rysunek :Obiekt MIMO.
Zapis wejść (p) i wyjść (r ) w postaci wektorów
U(s) =
u1(s) u2(s)
... up(s)
p
, Y (s) =
y1(s) y2(s)
... yr(s)
r
(28)
Transmitancja operatorowa obiektów MIMO
Rysunek :Obiekt MIMO.
GMIMO(s) = Y (s) U(s) =
G11(s) G12(s) . . . G2p(s) G21(s) G22(s) . . . G2p(s)
... ... ... ... Gr 1(s) Gr 2(s) . . . Grp(s)
r ×p
(29)
Gij(s) = yi(s)
uj(s), gdzie i = 1, . . . , r , j = 1, . . . , p. (30)
Opis z wykorzystaniem równań stanu
Współrzędne stanu
Współrzędne stanu
Współrzędne stanu to wielkości charakteryzujące zachowanie się układu dynamicznego, opisujące jego stan (np. położenie, prędkość,
przyspieszenie).
Wektor stanu
Wektor stanu układu dynamicznego to minimalny zbiór współrzędnych stanu wystarczający łącznie ze znajomością wielkości wejściowych do określenia zachowania się układu w przyszłości.
Liczba współrzędnych stanu jest równa rzędowi równania różniczkowego opisującego obiekt.
Opis układów we współrzędnych stanu jest trudniejszy do interpretacji fizycznej niż opis w postaci transmitancji i niemożliwy do
bezpośredniego określenia na drodze pomiarowej. Jest jednak wygodniejszy do celów modelowania oraz projektowania wielowymiarowych układów sterowania i regulacji.
Równania stanu i wyjść
Do wyznaczenia odpowiedzi na określone wymuszenie jednowymiarowego układu opisanego równaniem dynamiki n-tego rzędu, należy zdefiniować początkowy stan układu, czyli n warunków początkowych (n wartości pewnych zmiennych). Pod wpływam wymuszenia wartości tych
zmiennych ulegają zmianom, jednoznacznie definiując stan dynamiczny układu w dowolnej chwili.
Ogólna postać równania stanu - zmiany zmiennych stanu z n warunkami początkowymi:
dx1(t)
dt = f1(x1, x2, . . . , xq; u1, u2, . . . , up; t); x1(t0) = x10
. . .
dxq(t)
dt = fq(x1, x2, . . . , xq; u1, u2, . . . , up; t); xq(t0) = xq0
(31)
Ogólna postać równania wyjść
y1(t) = g1(x1, x2, . . . , xq; u1, u2, . . . , up; t)
. . . (32)
Zlinearyzowane równania stanu i wyjść
Po linearyzacji w otoczeniu wybranego stanu ustalonego (nominalnego punktu pracy - {x0, y0}), równania przyjmują postać:
Zlinearyzowana postać równania stanu
d ∆x1(t) dt =Pq
i =1
∂f
1(t)
∂xi
0∆xi+Pp j =1
∂f
1(t)
∂uj
0∆uj
. . .
d ∆xq(t) dt =Pq
i =1
∂f
q(t)
∂xi
0
∆xi+Pp j =1
∂f
q(t)
∂uj
0
∆uj
(33)
Zlinearyzowana postać równania wyjść
∆y1=Pq i =1
∂g
1(t)
∂xi
0
∆xi+Pp j =1
∂g
1(t)
∂uj
0
∆uj . . .
∆yq=Pq i =1
∂g
q(t)
∂xi
0∆xi+Pp j =1
∂g
q(t)
∂uj
0∆uj
(34)
Postać macierzowa modelu zmiennych stanu
Macierzowa postać równań stanu i wyjść
X (t) = A˙ NL(X , U, t)
Y (t) = CNL(X , U, t) (35)
Macierzowa postać zlinearyzowanych równań stanu i wyjść
X (t) = A(t)X (t) + B(t)U(t)˙
Y (t) = C (t)X (t) + D(t)U(t) (36) gdzie: A(t) ∈ Rq×q - macierz stanu, B(t) ∈ Rq×p - macierz wejść, C (t) ∈ Rr ×q - macierz wyjść, D(t) ∈ Rr ×p - macierz przenoszenia (transmisyjna).
Przejście z zapisu macierzowego do zapisu transmitancyjnego G (s) = C [sI − A]−1B + D (37)
Równania stanu układów liniowych
Układ niestacjonarny
Układ niestacjonarny to układ, którego wyjście zależy wprost od czasu - parametry układu zależą od czasu.
Układ stacjonarny
Układ stacjonarny to układ, którego wyjście nie zależy wprost od czasu.
Rysunek :Schemat blokowy układu linowych równań stacjonarnych
Przestrzeń stanów
Rysunek :Trajektoria fazowa - przykład
Przestrzeń stanów, przestrzeń fazowa
Zbiór wszystkich możliwych wartości wektora stanu X (t) w chwilach t tworzy przestrzeń stanów układu (przestrzeń fazową).
trajektoria stanu
Zbiór wartości wektora stanu układu w kolejnych chwilach czasu tworzy w tej przestrzeni krzywą, zwaną trajektorią stanu układu (trajektorią fazową).
Wyznaczanie równań stanu - metoda bezpośrenia
Ogólna postać równania transmitancji układu liniowego:
G (s) = bmsm+ bm−1sm−1+ · · · + b0 sq+ an−1sq−1+ · · · + a0
, q > m (38)
Dzieląc licznik i mianownik (33) przez sq
G (s) = bmsm−q+ bm−1sm−1−q+ · · · + b0s−q
1 + aq−1s−1+ · · · + a0s−q (39) Wprowadzając zmienną E (s) następująco
G (s) = Y (s)E (s)
E (s)U(s) (40)
E (s)
U(s) = 1
1 + aq−1s−1+ · · · + a0s−q (41) Y (s)
E (s) = bmsm−q+ bm−1sm−1−q+ · · · + b0s−q (42)
Wyznaczanie równań stanu - metoda bezpośrenia
Otrzymane równania
E (s) = −a0s−qE (s) − · · · − aq−1s−1E (s) + U(s) (43)
Y (s) = b0s−qE (s) + · · · + bm−1sm−1−qE (s) + bmsm−qE (s) (44) Przyjmując fazowe zmienne stanu i równania stanu w postaci
˙
x1(t) = x2(t)
˙
x2(t) = x3(t) . . .
˙
xn(t) = e(t)
(45)
gdzie
e(t) = L−1[E (s)] (46)
Wyznaczanie równań stanu - metoda bezpośrenia
Po przekształceniu Laplace’a sx1(s) = x2(s) sx2(s) = x3(s) . . .
sxq(s) = E (s)
⇒
x1(s) = s−qE (s) x2(s) = s−q−1E (s) . . .
xq(s) = s−1E (s)
(47)
Tak więc po uwzględnieniu zapisu w postaci zmiennych fazowych w przestrzeni zmiennych zespolonych S otrzymuje się
E (s) = −a0x1(s) − · · · − aq−1xq(s) + U(s) (48)
Y (s) = b0x1(s) + · · · + bm−1xm(s) + bmxm+1(s) (49) odpowiednio w dziedzinie czasu
e(t) = −a0x1(t) − · · · − aq−1xq(t) + u(t) (50)
u(t) = b0x1(t) + · · · + bm−1xm(t) + bmxm+1(t) (51)
Wyznaczanie równań stanu - metoda bezpośrenia
Równania stanu
˙
x1(t) = x2(t)
˙
x2(t) = x3(t) . . .
˙
xn(t) = −a0x1(t) − · · · − aq−1xq(t) + u(t)
(52)
Macierze równań stanu przyjmują postać:
A =
0 1 0 . . . 0
0 0 1 . . . 0
. . .
−a0 −a1 −a2 . . . −aq−1
q×q
, B =
0 0 . . .
1
q×1
(53)
C =
b0 b1 . . . bm 0 . . . 0
1×q, D = [0]1×1
Równania stanu - element oscylacyjny
Opis elementu oscylacyjnego w postaci transmitancji operatorowej G (s) = kω20
s2+ 2ξω0s + ω20 (54) lub w dziedzinie czasu
u(t)kω02= d2y (t)
dt2 +dy (t)
dt 2ξω0+ y (t)ω02 (55) Powyższy układ jest opisany równaniem 2-go rzędu, więc wymaga q = 2 zmiennych stanu, definiujących stan układu w dowolnej chwili czasu.
Korzystając z metody bezpośredniej otrzymuje się następujące równania stanu
˙
x1(t) = x2(t)
˙
x2(t) = −ω0x1(t) − 2ξω0x2(t) + u(t) (56) równanie wyjścia
y (t) = kω0x1(t) (57)
Równania stanu - element oscylacyjny
Macierzowa postać zlinearyzowanych równań stanu i wyjść dla elementu oscylacyjnego
X (t) = A(t)X (t) + B(t)U(t)˙
Y (t) = C (t)X (t) + D(t)U(t) (58) gdzie:
X (t) =
x1(t) x2(t)
, Y (t) =
y (t) , U(t) = u(t) (59)
A =
0 1
−ω20 −2ξω02
, B =
0 1
, C =
kω20 0 , D = [0] (60)
Charakterystyki częstotliwościowe
Wstęp
Charakterystyki częstotliwościowe określają zachowanie się elementu (układu) pod wpływem ciągłych sinusoidalnych sygnałów wejściowych, więc teoretycznie trwających od t = −∞.
W analizie układów liniowych charakterystyki częstotliwościowe są wykorzystywane do badania m.in. stabilności układów, a także określonych własności dynamicznych układów.
Określają w funkcji częstotliwości:
stosunek amplitud odpowiedzi do wymuszenia
przesunięcie fazowe między odpowiedzią a wymuszeniem
Rozróżnia się następujące postacie charakterystyk częstotliwościowych:
charakterystyka amplitudowo-fazowa tzw. wykres Nyquista, logarytmiczna charakterystyka amplitudowa i fazowa (wykres Bode’a)
Charakterystyki częstotliwościowe
Rysunek :Wyznaczanie charakterystyk częstotliwościowych
u(t) = A1sin[ωt]
y (t) = A2sin[ω(t − tϕ)]
gdzie:
Ai - amplituda sygnału,
ω - częstotliwość sygnału (stała dla we/wy),
tϕ - opóźnienie fazy sygnału wyjściowego względem sygnału wejściowego.
Odpowiednio tϕ< 0 - ujemne przesunięcie fazowe, tϕ> 0 - dodatnie przesunięcie fazowe,
Rysunek :Sygnał wejściowy
Rysunek :Sygnał wyjściowy, ujemne przesunięcie fazowe
Charakterystyki częstotliwościowe
Przesunięcie fazowe sygnału wyjściowego względem sygnału wejściowego można wyrazić jako przesunięcie w czasie o czas tϕ i wtedy sygnał wyjściowy opisywany jest funkcją
y (t) = A2sin[ω(t − tϕ)]
lub jako przesunięcie kątowe ϕ(ω) = ωtϕ, wtedy y (t) = A2sin[ωt − ϕ]
Charakterystyki częstotliwościowe
Do opisu elementów lub układów, w których występują sygnały sinusoidalnie zmienne, wykorzystuje się tzw. transmitancję widmową G (j ω).
Pojęcie transmitancji widmowej związane jest z przekształceniem Fouriera, które funkcji czasu f (t) przyporządkowuje transformatę F (j ω) zgodnie z zależnością zwaną całką Fouriera:
F (j ω) =
∞
Z
−∞
f (t)e−jωtdt
Transmitancja widmowa
Transmitancja widmowa jest to stosunek transformaty Fouriera sygnału wyjściowego do transformaty Fouriera sygnału wejściowego.
Gj ω = y (j ω) x (j ω)
Transmitancja widmowa
Między transmitancją widmową, a transmitancją operatorową istnieje formalny związek
G (j ω) = G (s)|s=j ω
wynikający ze związku pomiędzy transformatami Laplace’a i Fouriera.
Transmitancja widmowa
Z własności transformaty Laplace’a - twierdzenie o przesunięciu w dziedzinie zmiennej rzeczywistej
L{f (t + τ )} = L{f (t)}eτ s
można napisać transmitancję widmową obiektu w przypadku sygnału sinusoidalnego na jego wejściu
G (s) = L {A2(ω)sin[ω(t + tϕ)]}
L {A1sin[ω(t)]} =A2(ω) A1
L {sin[ω(t)]} etϕs
L {sin[ω(t)]} =A2(ω) A1
etϕs Ponieważ
G (j ω) = Y (j ω)
U(j ω), G (j ω) = G (s)|s=j ω, tϕ=ϕ(ω) ω to
G (j ω) = A2(ω) A1
etϕs|s=j ω= A2(ω) A1
etϕj ω= A2(ω) A1
ej ϕ(ω)
Transmitancja widmowa
Transmitancję widmową zapisuje się następująco G (j ω) = A2(ω)
A1 ej ϕ(ω)= M(ω)ej ϕ(ω) gdzie:
M(ω) = A2A(ω)
1 - moduł transmitancji widmowej ϕ(ω) - argument transmitancji widmowej
W transmitancji można wyróżnić 2 składowe
G (j ω) = M(ω)ej ϕ(ω)= P(ω) + jQ(ω) gdzie:
P(ω) - część rzeczywista transmitancji widmowej Q(ω) - część urojona transmitancji widmowej
Charakterystyka amplitudowo-fazowa
Charakterystyka amplitudowo-fazowa
Charakterystyka amplitudowo-fazowa jest to krzywa wykreślona w płaszczyźnie zmiennej zespolonej, która jest miejscem geometrycznym końca wektora transmitancji widmowej G (j ω) przy zmianach ω = 0 → ∞
Rysunek :Charakterystyka amplitudowo-fazowa
M(ω) =p
[P(ω)]2+ [Q(ω)]2 ϕ(ω) = arctg Q(ω)
P(ω)
P(ω) = M(ω) cos[ϕ(ω)]
Q(ω) = M(ω) sin[ϕ(ω)]
M(ω) = P(ω) cos[ϕ(ω)] + Q(ω) sin[ϕ(ω)]
Charakterystyki częstotliwościowe
Rysunek :Charakterystyki logarytmiczne
Charakterystyki częstotliwościowe Częstotliwościowe charakterystyki amplitudowa i fazowa są
przedstawiane na dwóch oddzielnych wykresach:
charakterystyka amplitudowa L(ω) = |G (j ω)| w zależności od częstości ω ,
charakterystyka fazowa ϕ = arg G (ω) w zależności od częstości ω.
Moduł logarytmiczny (jednostka - decybel)
L(ω) = 10log10M2(ω)
= 20 log M(ω)[dB]
Podstawowe człony dynamiczne
Wstęp
W złożonych układach automatyki można często wyodrębnić szereg najprostszych niepodzielnych już elementów funkcjonalnych. Ich właściwości można przyporządkować z pewnym przybliżeniem zaledwie kilku podstawowym modelom matematycznym. Abstrakcyjne elementy o właściwościach odpowiadających tym modelom nazywamy
podstawowymi (elementarnymi) liniowymi członami dynamicznymi.
Opis:
równanie ruchu,
transmitancja operatorowa, charakterystyka statyczna,
odpowiedź na wymuszenie skokowe, transmitancja widmowa,
charakterystyka amplitudowo - fazowa (Nyquist)
Podstawowe człony dynamiczne
y (t) = ku(t) człon proporcjonalny
(bezinercyjny) Tdy (t)
dt + y (t) = ku(t) człon inercyjny
Tdy (t)
dt = u(t), lub dy (t)
dt = ku(t) człon całkujący y (t) = Tdu(t)
dt
człon różniczkujący idealny
Tdy (t)
dt + y (t) = Tddu(t) dt
człon różniczkujący rzeczywisty
T2d2y (t)
dt + 2ξTdy (t)
dt + y (t) = ku(t)
człon oscylacyjny, jeżeli 0 < ξ < 1
y (t) = u(t − T0) człon opóźniający
Sterowanie Serwonapędów Maszyn i Robotów
Wykład 3.1 - Modelowanie układów dynamicznych
dr inż. Jakub Możaryn
Instytut Automatyki i Robotyki
Warszawa, 2016